MeoW

Miagolazione d'ampiezza

MeoW e' un trasmettitore in modulazione di ampiezza per onde medie, autocostruibile e autofinanziabile.

Schema elettrico

Specifiche

• prezzo: <= 50 euro
• potenza: >= 50 W
• alimentazione: 12 - 24 volt
• livello seconda armonica: -40dB
• stabilita' in frequenza: 50ppm

Modulatore

Circuito stampato

Il modulatore crea il segnale alla frequenza desiderata (portante) e lo combina con il segnale audio.

Pretrattamento audio

Il segnale audio in entrata su P3 passa per un filtro passivo passa-banda di primo ordine 300-5000 Hz (R1,C8,C10). Il segnale va ulteriormente filtrato e compresso a monte.

uC controllo

Il microcontrollore U1 (PIC24FV16KM202) controlla il DDS attraverso i piedini D7, WCLK e FQUP di quest'ultimo, usando una variante del protocollo SPI.

Il microcontrollore viene programmato con il firmware ondeggiatore attraverso un header ICSP con la seguente piedinatura:

Pin	Funzione	Nome
1	Abilitazione programmazione	ICSP_MCLR
2	Positivo	VDD
3	Negativo	VSS
4	Dati programmazione	ICSP_DATA
5	Clock programmazione	ICSP_CLOCK

Due tasti, collegati a P5, controllano la frequenza, con 121 canali spaziati 9khz da 531 a 1620khz.

Dopo 30 secondi dall'ultima modifica, la frequenza si salva automaticamente.

DDS

Si possono usare i DDS AD9834, AD9850, AD9851 e tutti quelli che permettono di impostare il fondo scala del DAC.

Sul mercato si trovano due tipi moduli gia assemblati con il AD9850:

• #1 - espone il piedino 12 (Rset), la Zout pare essere intorno ai 100Ω, espone un'uscita filtrata, una diretta e una comparata quadra. E' quello usato per il nostro modulatore.
• #2 - HC-SR08 (schema) - non espone Rset, espone un'uscita filtrata e una diretta.

Nessuno dei due espone entrambe le uscite sinusoidali direttamente, rendendo impossibile sfruttare l'uscita complementare con un trasformatore; questo permette di generare solo una moulazione asimmetrica.

Un MOSFET 2n7000 (Q1) modula l'uscita del DDS al posto di Rset. L'offset di modulazione viene regolato con il trimmer RV3, mentre la profondita' e' determinata dall'ampiezza del segnale di ingresso.

Per il DDS AD9850 la relazione tra la resistenza Rset-massa e la corrente di uscita e': Iout = 32(1.248 V/Rset).

Buffer RF

Q4, un transistor bipolare NPN 2N4401 in configurazione a emettitore comune amplifica il segnale, mentre Q5 (NPN) e Q9 (PNP 2N4403), in configurazione a coppia di Sziklai lo adattano ad una impedenza di uscita piu bassa.

BOM

#	Desc	Note
R1,R18	1K	5% 1/8W
R3,R10	1K5	5% 1/4W
R6,R8	47K	5% 1/8W, va bene qualsiasi valore dai 5 ai 100K
R9	470	5% 1/4W
R11,R12	100	5% 1/4W
R17	22	5% 1/4W
RV3	20K	trimmer lineare
C8,C18	33nF	Condensatore a film o ceramico C0G
C10,C12	220nF	Condensatore a film o ceramico C0G
C11	100nF
Q1	2N7000	ok anche BS170, ma con piedinatura diversa
Q4,Q5	2N4401	ok anche BC337, BC338, 2N2222
Q9	2N4403	ok anche BC327, BC328, PN2907
U1	PIC24FV16KM202	microcontrollore a 16bit, 28 piedini in formato DIP
U2	L7805CV	Regolatore di tensione in contenitore TO220

NB: La precisione dei componenti, la potenza delle resistenze e la tensione dei condensatori sono indicati come valore minimo. Componenti con caratteristiche migliori vanno ugualmente bene.

Punti di test

#	V	Note
TP1	5V
TP2	1,15V	b Q4
TP3	2,9V	c Q4
TP4	2,2V	e Q5

Amplificatore lineare

Circuito stampato

E' uno stadio push-pull a transistor MOSFET che lavora in classe AB, con una tensione di alimentazione dai 12 ai 36 volt.

Stadio pilota

Q6, un transistor bipolare NPN 2N4401 in configurazione a emettitore comune amplifica il segnale, mentre Q7 (NPN) e Q8 (PNP 2N4403), in configurazione a coppia di Sziklai lo adattano ad una impedenza di uscita piu bassa.

Trasformatore di ingresso

Il trasformatore di ingresso T2 si occupa di trasformare il segnale sbilanciato in ingresso in un segnale bilanciato per pilotare in antifase i due transistor. E' composto da 12/8+8 spire di filo da 0,25mm su nucleo BN-43-2402 (AL=1440) oppure BN-43-302.

L'impedenza di ingresso di un amplificatore push-pull a MOSFET e' data dal circuito di bias e dalla capacità di gate. La resistenza di un condensatore di capacità c a un segnale di frequenza f e' R=1/(2*pi*f*c)

Alla frequenza di 1MHz:

• STP16NF06 -> 1/(2⋅pi⋅1000000⋅0,000000000315) = 505Ω
• IRF630 -> 1/(2⋅pi⋅1000000⋅0,000000000960) = 165Ω

Circuito di bias

Il circuito di polarizzazione (R2,C13,U3,L1,L2,RV1,RV2) si occupa di generare una tensione che, applicata ai gate dei transistor, determina il punto di lavoro e quindi la classe di amplificazione. La tensione va regolata con i trimmer RV1 e RV2 in modo che attraverso ogni transistor scorra una corrente di 50ma.

Le induttanze L1 ed L2 impediscono al segnale di risalire nel circuito di polarizzazione. La loro resistenza e' trascurabile per la corrente continua, mentre e' di circa 2⋅π⋅1000000⋅0,000470 = 3000Ω alla frequenza di 1MHz.

Le resistenze R3 e R4 creano un filtro passa basso che smorza le oscillazioni sui gate.

MOSFET

I MOSFET per uso RF sono molto costosi. Fortunatamente, per la banda delle onde medie possiamo usare dei MOSFET di tipo HexFET, StripFET o TrenchFET in contenitore TO-220 o TO-247 concepiti per uso commutativo di potenza, molto piu economici (quasi sempre < 1 euro) e robusti.

Alcuni tipi adatti allo scopo sono:

FET	Id A	Vds V	Rds Ω	Cin pF	Note
IRF510	5,6	100	0,54	180
IRF520	9,7	100	0,2	360	Bene a 24v
IRF530	14	100	0,14	670
IRF540	33	100	0,04	890	Cin eccessiva > 1MHz
IRF610	3,3	200	1,5	140
IRF620	7	200	1,2	460
IRF630	9	200	0,3	960	Cin eccessiva > 1MHz
IRF640	18	200	0,15	1850
IRF710	2	400	3,6	200
IRF730	7	400	1	620
IRF740	10	400	0,55	1400
STP16NF06	16	60	0,08	315	Vds insufficiente @24v
STP5N60M2	3,5	600	1,3	211
STP9N60M2	5,5	600	0,72	320
STP7N60M2	5	600	0,86	271
STP7N65M2	5	650	0,98	270
STP3NK50Z	2,3	500	2,8	280
IRFZ24	12	60	0,1	640
FQP3N30	3,2	300	2,2	175

• Id e' la corrente massima tra source e drain mentre il transistor e' in massima conduzione.
• Vds e' la massima tensione sopportabile tra drain e source. Valori di Vds troppo bassi possono comportare la rottura del transistor ad alte tensioni di alimentazione, ad alte potenze o a cattivi accordamenti di antenna.
• Rds e' la resistenza tra drain e source mentre il transistor e' in massima conduzione. Valori di Rds troppo alti impediscono di raggiungere potenze alte.
• Cin e' la capacita totale presentata dal gate. Valori di Cin troppo grandi determinano una eccessiva impedenza di ingresso dello stadio al salire della frequenza, comportando un abbassamento del guadagno. E' la limitazione principale dei MOSFET non RF.

I MOSFET vanno fissati ad un dissipatore di calore. Un comune dissipatore con ventola per CPU da PC e' sufficiente fino a 80-100W. Tutti i MOSFET elencati hanno il tab (l'orecchia metallica con il buco per la vite) collegata al terminale di drain, quindi il componente va elettricamente isolato dal dissipatore con gli appositi pad in silicone (oppure mica e pasta termica) e rondella in nylon.

Dato che la causa piu comune di oscillazione dei MOSFET in contenitore TO-220 e' data dall'accoppiamento capacitivo tra drain e gate, puo' essere una buona idea rimuovere il piedino di drain e usare il tab metallico come collegamento al trasformatore di uscita.

ref.

• riguardo la stabilizzazione con feedback rc drain-gate: https://www.radio-kits.co.uk/radio-related/Linear_PA/mtt97.pdf, http://www.infineon.com/dgdl/an-937.pdf?fileId=5546d462533600a40153559ea1481181

Trasformatore di uscita

Il trasformatore di uscita trasferisce i due segnali in controfase prodotti da Q2 e Q3 all'uscita dell'amplificatore, adattandone l'impedenza. Va avvolto con filo di rame con diametro almeno 1mm su nucleo toroidale o binoculare, alternando le spire degli avvolgimenti.

L'impedenza di uscita di un amplificatore push pull e' Zout = (Vcc^2)/(2*Pout).

Ad esempio:

• alimentazione 24 volt, potenza di 24 watt: (24V^2)/(2*24W) = 12Ω
• alimentazione 36 volt, potenza di 54 watt: (36V^2)/(2*54W) = 12Ω

In entrambi i casi, circa un quarto dell'impedenza di uscita desiderata (50Ω).

Il rapporto di impedenza tra gli avvolgimenti di un trasformatore e' pari al quadrato del rapporto delle spire Z1/Z2 = (N1/N2)^2. Quindi, il rapporto tra il numero di spire dei due avvolgimenti sarà 1:2.

Empiricamente, l'impedenza di uscita di un circuito puo essere misurata osservando la variazione della tensione prodotta al variare del carico

• tra un circuito aperto e un carico conosciuto Rl: Ro = Rl((Vo/Vl) - 1)
• tra due carichi conosciuti R1 e R2: Ro = (R1-(R1*(V1/V2)))/((V1/V2)-(R1/R2))
• in particolare, quando viene applicato un carico di impedenza pari a quella di uscita, la tensione prodotta si dimezza

La reattanza induttiva dell'avvolgimento piu piccolo deve essere almeno 4 volte piu grande dell'impedenza di uscita alla frequenza piu bassa.

Ad esempio alla frequenza di 1 MHz deve essere almeno (50Ω*4)/(2⋅π⋅1000000Hz)= 0,0000318H ossia 32μH.

Dato che una induttanza di 32μH avvolta in aria (che ha permeabilità 1µ) sarebbe molto ingombrante, la si avvolge attorno ad un nucleo di materiale ferromagnetico, detto ferrite, avente una permeabilità piu alta. Questo permette di dover avvolgere meno spire, permettendoci di usare un filo piu grosso che possa sopportare le correnti in gioco.

Altri parametri importanti del materiale sono il flusso di saturazione e la temperatura di Curie che determinano la massima potenza applicabile e la resistivita e l'isteresi che determinano la frequenza di utilizzo.

Purtroppo la denominazione dei materiali ferromagnetici non e' standardizzata. Spesso viene usato come riferimento il numero usato dal produttore Fair-Rite, qui di seguito indicato da #. Per districarsi si possono usare tabelle di equivalenza come questa.

Alcuni materiali a base di ferrite adatti per il nostro scopo sono:

• #31 - µ 1500 adatto a partire da 0,5MHz, permeabilità alta e scarsa tenuta in potenza
• #43 - µ 800 ok tra 3 e 50 MHz, facilmente reperibile come materiale radiantistico
• #52 - µ 250 facilmente reperibile all'interno degli alimentatori switching, ha permeabilità bassa. Il piu comune, blu e verde, e' il T106-52 (Al=95)
• #77 - µ 2000 poco diffuso, e' ok tra 0,5 e 15 MHz
• #78 - µ 2300 idem con patate
• N67, N87 - µ 2100 prodotti da EPCOS, piu' o meno equivalenti al #77

Combinando la permeabilità del materiale e le dimensioni fisiche del nucleo si ottiene il fattore di induttanza, indicato con AL, spesso direttamente indicato dai produttori. Conoscendo AL e il valore di induttanza richiesto, si puo ottenere il numero di spire necessarie tramite la formula 1000⋅sqrt(μH/(AL⋅1000)).

Il numero di spire da avvolgere per ottenere un'induttanza di 32μH sarà ad esempio:

• T106-52 (AL=95) -> 1000⋅sqrt(32μH/(95⋅1000)) -> 18,3 spire
• FT50-43 (AL=440) -> 8.5 spire
• BN-43-202 (AL=2200) -> 3,8 spire
• BN-43-302 (AL=1280) -> 5 spire
• R22.1×13.7×12.5 N87 (AL=2630) B64290L0651X087 -> 3,5 spire
• R36X23X15 N87 B64290L0674X087

ref:

• riguardo alla famosa regola del 4: File:The-four-times-the-impedance-rule-for-broadband-rf-transformer-windings-where-does-it-originate.pdf

BOM

#	Desc	Note
R5	4K3	5% 1/4W
R7	1K2	5% 1/4W
R13	300	5% 1/4W
R14	120	5% 1/4W
R15	1K	5% 1/4W
R16	220	5% 1/4W
R2,R19	5K6	5% 1/4W
R3,R4	5R6	5% 1/4W
RV1,RV2	5K	trimmer lineari orizzontali
C16	220nF
C4,C5,C6	330nF	Condensatore a film o ceramico C0G
C13	1uF
L1,L2	470uH
Q6,Q7	2N4401	ok anche BC337, BC338, 2N2222
Q8	2N4403	ok anche BC327, BC328, PN2907, BD136, BD140
Q2,Q3	IRF520	vedi MeoW#MOSFET
T2	BN-43-2402	oppure BN-43-2402
T1	B64290L0651X087
U3	78L05
U4	7812

Punti di test

#	V	Note
TP1	12V
TP1	5V

Filtro passa-basso

Il filtro di uscita (C1,L2,C3,L4,C5,L6,C7) si occupa di sopprimere i segnali a frequenze indesiderate presenti all'uscita dell'amplificatore. La frequenza di taglio del filtro deve essere di poco superiore alla frequenza della portante e sempre inferiore al doppio della frequenza della portante (seconda armonica).

• C1, C7: 1000pf, ≥1KV
• C3, C5: 2700pf, ≥1KV
• L2, L6: 19 spire su nucleo T106-2
• L4: 21 spire su nucleo T106-2

Riflettometro

Il riflettometro o rosmetro misura il rapporto tra l'energia inviata dal trasmettitore verso la linea di trasmissione e quindi l'antenna, e l'energia riflessa da queste verso il trasmettitore a causa di una differenza di impedenza. L'energia riflessa provoca un surriscaldamento dei transistor di potenza e in casi limite la loro rottura.

ponte di Wheatstone

Se si ha a disposizione un oscilloscopio a due canali, si possono misurare le caratteristiche dell'antenna usando un ponte di Wheatstone come questo:

Le resistenze devono essere non induttive, di precisione almeno 1% e di potenza pari almeno a 1/4 del segnale iniettato.

Come generatore di segnale gen si puo usare il modulatore.

Le due porte rif e test vanno collegate con due cavetti di lunghezza e tipo identici ai due canali dell'oscilloscopio. Le entrate dell'oscilloscopio devono essere terminate con un impedenza pari a quella dei cavetti (ad esempio 50 ohm se si usa rg58).

Il segnale che esce dalla porta rif e' la forma d'onda prodotta dal generatore, mentre test e' lo stesso segnale applicato all'antenna da misurare.

• In condizioni ideali (antenna resistiva a 50ohm) i due segnali dovrebbero essere indentici (stessa fase e ampiezza).
• Se sono di ampiezza diversa, l'antenna ha una resistenza maggiore (test maggiore di rif) o minore (test minore di rif) di 50ohm.
• Se i segnali sono di fase diversa, l'antenna ha una reattanza capacitiva (test in anticipo rispetto a rif) o induttiva (rif in anticipo rispetto a test).

Per calcolare l'impedenza dell'antenna:

• T_delay = T_rif - T_test
• angolo di fase Φ: T_delay * f * 360
• per trasformare una impedenza da formato polare a formato rettangolare: R + jX => R = V_test * sin(Φ), jX = V_test * cos(Φ)
• Zant = (50 * V_test ∠ Φ)/ (2 * V_rif - (R + jX))