MeoW
Miagolazione d'ampiezza
MeoW e' un trasmettitore in modulazione di ampiezza per onde medie, autocostruibile e autofinanziabile.
Specifiche
- prezzo: <= 50 euro
- potenza: >= 50 W
- alimentazione: 12 - 24 volt
- livello seconda armonica: -40dB
- stabilita' in frequenza: 50ppm
Modulatore
Il modulatore crea il segnale alla frequenza desiderata (portante) e lo combina con il segnale audio.
Alimentazione
Il modulatore puo essere alimentato con una tensione continua da 7 ai 12 volt. Se la tensione fornita e' superiore ai 9 volt, bisogna dotare il regolatore U2 di un dissipatore.
Pretrattamento audio
Il segnale audio in entrata su P3 passa per un filtro passivo passa-banda di primo ordine 300-5000 Hz (R1,C8,C10). Il segnale va ulteriormente filtrato e compresso a monte.
uC controllo
Il microcontrollore U1 (PIC24FV16KM202) controlla il DDS attraverso i piedini D7, WCLK e FQUP di quest'ultimo, usando una variante del protocollo SPI.
Il microcontrollore viene programmato con il firmware ondeggiatore attraverso un header ICSP con la seguente piedinatura:
| Pin | Funzione | Nome |
|---|---|---|
| 1 | Abilitazione programmazione | ICSP_MCLR |
| 2 | Positivo | VDD |
| 3 | Negativo | VSS |
| 4 | Dati programmazione | ICSP_DATA |
| 5 | Clock programmazione | ICSP_CLOCK |
Due tasti, collegati a P5, controllano la frequenza, con 121 canali spaziati 9khz da 531 a 1620khz.
Dopo 30 secondi dall'ultima modifica, la frequenza si salva automaticamente.
DDS
Si possono usare i DDS AD9834, AD9850, AD9851 e tutti quelli che permettono di impostare il fondo scala del DAC.
Sul mercato si trovano due tipi moduli gia assemblati con il AD9850:
- #1 - espone il piedino 12 (Rset), la Zout pare essere intorno ai 100Ω, espone un'uscita filtrata, una diretta e una comparata quadra. E' quello usato per il nostro modulatore.
- #2 - HC-SR08 (schema) - non espone Rset, espone un'uscita filtrata e una diretta.
Nessuno dei due espone entrambe le uscite sinusoidali direttamente, rendendo impossibile sfruttare l'uscita complementare con un trasformatore; questo permette di generare solo una moulazione asimmetrica.
Un MOSFET 2n7000 (Q1) modula l'uscita del DDS al posto di Rset. L'offset di modulazione viene regolato con il trimmer RV3, mentre la profondita' e' determinata dall'ampiezza del segnale di ingresso.
Per il DDS AD9850 la relazione tra la resistenza Rset-massa e la corrente di uscita e': Iout = 32(1.248 V/Rset).
Buffer RF
Q4, un transistor bipolare NPN 2N4401 in configurazione a emettitore comune amplifica il segnale, mentre Q5 (NPN) e Q9 (PNP 2N4403), in configurazione a coppia di Sziklai lo adattano ad una impedenza di uscita piu bassa.
BOM EX
| # | Desc | Note |
|---|---|---|
| R1,R18 | 1K | 5% 1/8W |
| R3,R10 | 1K5 | 5% 1/4W |
| R6,R8 | 47K | 5% 1/8W, va bene qualsiasi valore dai 5 ai 100K |
| R9 | 470 | 5% 1/4W |
| R11,R12 | 100 | 5% 1/4W |
| R17 | 22 | 5% 1/4W |
| RV3 | 20K | trimmer lineare |
| C8,C18 | 33nF | Condensatore a film o ceramico C0G |
| C10,C12 | 220nF | Condensatore a film o ceramico C0G |
| C11 | 100nF | |
| C9 | 10uF | elettrolitico, opzionale |
| C14 | 1uF | ceramico |
| Q1 | 2N7000 | ok anche BS170, ma con piedinatura diversa |
| Q4,Q5 | 2N4401 | ok anche BC337, BC338, 2N2222 |
| Q9 | 2N4403 | ok anche BC327, BC328, PN2907 |
| U1 | PIC24FV16KM202 | microcontrollore a 16bit, 28 piedini in formato DIP |
| U2 | L7805CV | Regolatore di tensione in contenitore TO220 |
NB: La precisione dei componenti, la potenza delle resistenze e la tensione dei condensatori sono indicati come valore minimo. Componenti con caratteristiche migliori vanno ugualmente bene.
Punti di test
| # | V | Note |
|---|---|---|
| TP1 | 5V | |
| TP2 | 1,15V | b Q4 |
| TP3 | 2,9V | c Q4 |
| TP4 | 2,2V | e Q5 |
Amplificatore lineare
E' uno stadio push-pull a transistor MOSFET che lavora in classe AB, con una tensione di alimentazione dai 12 ai 36 volt.
Stadio pilota
Q6, un transistor bipolare NPN 2N4401 in configurazione a emettitore comune amplifica il segnale, mentre Q7 (NPN) e Q8 (PNP 2N4403), in configurazione a coppia di Sziklai lo adattano ad una impedenza di uscita piu bassa.
Trasformatore di ingresso
Il trasformatore di ingresso T2 si occupa di trasformare il segnale sbilanciato in ingresso in un segnale bilanciato per pilotare in antifase i due transistor. E' composto da 12/8+8 spire di filo da 0,25mm su nucleo BN-43-2402 (AL=1440) oppure BN-43-302.
L'impedenza di ingresso di un amplificatore push-pull a MOSFET e' data dal circuito di bias e dalla capacità di gate.
La resistenza di un condensatore di capacità c a un segnale di frequenza f e' R=1/(2*pi*f*c)
Alla frequenza di 1MHz:
- STP16NF06 ->
1/(2⋅pi⋅1000000⋅0,000000000315) = 505Ω - IRF630 ->
1/(2⋅pi⋅1000000⋅0,000000000960) = 165Ω
Circuito di bias
Il circuito di polarizzazione (R2,C13,U3,L1,L2,RV1,RV2) si occupa di generare una tensione che, applicata ai gate dei transistor, determina il punto di lavoro e quindi la classe di amplificazione. La tensione va regolata con i trimmer RV1 e RV2 in modo che attraverso ogni transistor scorra una corrente di 50ma.
Se la tensione di alimentazione e' superiore al limite tollerabile per U3, e' possibile sostituire D1 con un diodo zener da 10-15V.
Le induttanze L1 ed L2 impediscono al segnale di risalire nel circuito di polarizzazione. La loro resistenza è trascurabile per la corrente continua, mentre e' di circa 2⋅π⋅1000000⋅0,000470 = 3000Ω alla frequenza di 1MHz.
Le resistenze R3 e R4 creano un filtro passa basso che smorza le oscillazioni sui gate.
Il valore indicato e' adatto se i MOSFET sono saldati direttamente sul circuito stampato. Nel caso in cui siano collegati tramite fili (mai piu lunghi di 5cm), aumentare il valore (non oltre i 50 Ω) fino a smorzare eventuali oscillazioni. R3 ed R4 vanno sempre saldate piu vicino possibile al gate dei MOSFET.
Se si combinano più MOSFET in parallelo, va messa una resistenza di gate per ogni dispositivo.
MOSFET
I MOSFET per uso RF sono molto costosi. Fortunatamente, per la banda delle onde medie possiamo usare dei MOSFET di tipo HexFET, StripFET o TrenchFET in contenitore TO-220 o TO-247 concepiti per uso commutativo di potenza, molto piu economici (quasi sempre < 1 euro) e robusti.
Alcuni tipi adatti allo scopo sono:
| FET | Id A | Vds V | Rds Ω | Cin pF | Note |
|---|---|---|---|---|---|
| IRF510 | 5,6 | 100 | 0,54 | 180 | |
| IRF520 | 9,7 | 100 | 0,2 | 360 | Bene a 24v, anche in coppia |
| IRF530 | 14 | 100 | 0,14 | 670 | |
| IRF540 | 33 | 100 | 0,04 | 890 | Cin eccessiva > 1MHz |
| IRF610 | 3,3 | 200 | 1,5 | 140 | |
| IRF620 | 7 | 200 | 1,2 | 460 | Bene a 24v |
| IRF630 | 9 | 200 | 0,3 | 960 | Cin eccessiva > 1MHz |
| IRF640 | 18 | 200 | 0,15 | 1850 | |
| IRF710 | 2 | 400 | 3,6 | 200 | |
| IRF730 | 7 | 400 | 1 | 620 | |
| IRF740 | 10 | 400 | 0,55 | 1400 | |
| STP16NF06 | 16 | 60 | 0,08 | 315 | Vds insufficiente @24v |
| STP5N60M2 | 3,5 | 600 | 1,3 | 211 | |
| STP9N60M2 | 5,5 | 600 | 0,72 | 320 | |
| STP7N60M2 | 5 | 600 | 0,86 | 271 | |
| STP7N65M2 | 5 | 650 | 0,98 | 270 | |
| STP3NK50Z | 2,3 | 500 | 2,8 | 280 | |
| IRFZ24 | 12 | 60 | 0,1 | 640 | |
| FQP3N30 | 3,2 | 300 | 2,2 | 175 |
- Id e' la corrente massima tra source e drain mentre il transistor e' in massima conduzione.
- Vds e' la massima tensione sopportabile tra drain e source. Valori di Vds troppo bassi possono comportare la rottura del transistor ad alte tensioni di alimentazione, ad alte potenze o a cattivi accordamenti di antenna.
- Rds e' la resistenza tra drain e source mentre il transistor e' in massima conduzione. Valori di Rds troppo alti impediscono di raggiungere potenze alte.
- Cin e' la capacita totale presentata dal gate. Valori di Cin troppo grandi determinano una eccessiva impedenza di ingresso dello stadio al salire della frequenza, comportando un abbassamento del guadagno. E' la limitazione principale dei MOSFET non RF.
I MOSFET vanno fissati ad un dissipatore di calore. Un comune dissipatore con ventola per CPU da PC e' sufficiente fino a 80-100W.
Tutti i MOSFET elencati hanno il tab (l'orecchia metallica con il buco per la vite) collegata al terminale di drain, quindi il componente va elettricamente isolato dal dissipatore con gli appositi pad in silicone (oppure mica e pasta termica) e rondella in nylon.
Il contenitore TO-220 permette una dissipazione di circa 50W se fissato direttamente al dissipatore; se si usa il pad isolante la potenza massima scende a 25W. Per raggiungere potenza maggiori e' possibile collegare in parallelo piu transistor.
Dato che la causa piu comune di oscillazione dei MOSFET in contenitore TO-220 e' data dall'accoppiamento capacitivo tra drain e gate, puo' essere una buona idea rimuovere il piedino di drain e usare il tab metallico come collegamento al trasformatore di uscita.
ref.
- riguardo la stabilizzazione con feedback rc drain-gate: https://www.radio-kits.co.uk/radio-related/Linear_PA/mtt97.pdf, http://www.infineon.com/dgdl/an-937.pdf?fileId=5546d462533600a40153559ea1481181
Trasformatore di uscita
Il trasformatore di uscita trasferisce i due segnali in controfase prodotti da Q2 e Q3 all'uscita dell'amplificatore, adattandone l'impedenza. Va avvolto con filo di rame con diametro almeno 1mm su nucleo toroidale o binoculare, alternando le spire degli avvolgimenti.
Rapporto di impedenza
L'impedenza di uscita di un amplificatore push pull e' Zout = (Vcc^2)/(2*Pout).
Ad esempio:
- alimentazione 24 volt, potenza di 24 watt:
(24V^2)/(2*24W) = 12Ω - alimentazione 36 volt, potenza di 54 watt:
(36V^2)/(2*54W) = 12Ω
In entrambi i casi, circa un quarto dell'impedenza di uscita desiderata (50Ω).
Il rapporto di impedenza tra gli avvolgimenti di un trasformatore e' pari al quadrato del rapporto delle spire Z1/Z2 = (N1/N2)^2. Quindi, il rapporto tra il numero di spire dei due avvolgimenti sarà 1:2.
Qui di seguito alcune conversioni di impedenza:
| V | P | Zi | Zo | Zr | N1 | N2 |
|---|---|---|---|---|---|---|
| 24 | 91,16 | 3,125 | 50 | 16 | 3 | 12 |
| 24 | 103,68 | 2,77 | 25 | 9 | 3 | 9 |
| 24 | 125,44 | 2,29 | 50 | 21,7 | 3 | 14 |
| 24 | 128 | 2,25 | 25 | 11,1 | 3 | 10 |
| 24 | 51,84 | 5,55 | 50 | 9 | 4 | 12 |
| 24 | 46,08 | 6,25 | 25 | 4 | 4 | 8 |
| 24 | 104,04 | 2,76 | 50 | 18 | 4 | 17 |
| 24 | 103,68 | 2,77 | 25 | 9 | 4 | 12 |
Empiricamente, l'impedenza di uscita di un circuito puo essere misurata osservando la variazione della tensione prodotta al variare del carico
- tra un circuito aperto e un carico conosciuto Rl:
Ro = Rl((Vo/Vl) - 1) - tra due carichi conosciuti R1 e R2:
Ro = (R1-(R1*(V1/V2)))/((V1/V2)-(R1/R2)) - in particolare, quando viene applicato un carico di impedenza pari a quella di uscita, la tensione prodotta si dimezza
Induttanza
La reattanza induttiva dell'avvolgimento piu piccolo deve essere almeno 4 volte piu grande dell'impedenza di uscita alla frequenza piu bassa; File:The-four-times-the-impedance-rule-for-broadband-rf-transformer-windings-where-does-it-originate.pdf un approfondimento.
Ad esempio, alla frequenza di 1 MHz con una impedenza di uscita di 50Ω deve essere almeno (50Ω*4)/(2⋅π⋅1000000Hz)= 0,0000318H ossia 32μH.
Dato che una induttanza di 32μH avvolta in aria (che ha permeabilità 1µ) sarebbe molto ingombrante, la si avvolge attorno ad un nucleo di materiale ferromagnetico, detto ferrite, avente una permeabilità piu alta. Questo permette di dover avvolgere meno spire, permettendoci di usare un filo piu grosso che possa sopportare le correnti in gioco.
Combinando la permeabilità del materiale e le dimensioni fisiche del nucleo si ottiene il fattore di induttanza, indicato con AL, spesso direttamente indicato dai produttori. Conoscendo AL e il valore di induttanza richiesto, si puo ottenere il numero di spire necessarie tramite la formula 1000⋅sqrt(μH/(AL⋅1000)).
Il numero di spire da avvolgere per ottenere un'induttanza di 32μH sarà ad esempio:
- T106-52 (AL=95) -> 1000⋅sqrt(32μH/(95⋅1000)) -> 18,3 -> 19 spire
- FT50-43 (AL=440) -> 9 spire
- BN-43-202 (AL=2200) -> 4 spire
- BN-43-302 (AL=1280) -> 5 spire
- R16X9.6X6.3 N87 (cod. B64290L0045X087 ), AL=1420 -> 5 spire
- R22.1×13.7×7.90 N49 (cod. B64290L0719X049), AL=1500 -> 5 spire
- R22.1×13.7×12.5 N87 (cod. B64290L0651X087), AL=2630 -> 4 spire
- R36X23X15 N87 (cod. B64290L0674X087), AL=2940 -> 4 spire
- 2873006802
Flusso di saturazione
Per contenere le perdite dovute all'isteresi, la densita di flusso non deve superare i limiti dettati dal materiale usato.
Il numero minimo di spire degli avvolgimenti e' pari a: volt/(π ⋅ f ⋅ Bsat ⋅ sez)
Dove:
- f - frequenza in hertz
- Bsat - limite di saturazione in Tesla
- Sez - sezione magnetica in m^2
Scelta del materiale
Altri parametri importanti del materiale sono la temperatura di Curie che determina la massima potenza applicabile e la resistivita e l'isteresi che determinano la frequenza di utilizzo.
Purtroppo la denominazione dei materiali ferromagnetici non e' standardizzata. Spesso viene usato come riferimento il numero usato dal produttore Fair-Rite, qui di seguito indicato da #. Per districarsi si possono usare tabelle di equivalenza come questa.
Alcuni materiali a base di ferrite adatti per il nostro scopo sono:
- #31 - µ 1500 adatto a partire da 0,5MHz, permeabilità alta e scarsa tenuta in potenza
- #43 - µ 800 ok tra 3 e 50 MHz, facilmente reperibile come materiale radiantistico
- #52 - µ 250 facilmente reperibile all'interno degli alimentatori switching ATX per PC, ha permeabilità bassa. Il piu comune, blu e verde, e' il T106-52 (Al=95)
- #73 - µ 2500
- #77 - µ 2000 poco diffuso, e' ok tra 0,5 e 15 MHz
- #78 - µ 2300 idem con patate
- N67, N87 - µ 2100, max 490 mT, 25-500kHz, piu' o meno equivalenti al #77
- N49 - µ 1500, max 490 mT, 300-1000kHz
- N59 o PC200 - µ 800, max 480 mT, 700-4000kHz
BOM PA
| # | Desc | Note |
|---|---|---|
| R5 | 4K3 | 5% 1/4W |
| R7 | 1K2 | 5% 1/4W |
| R13 | 300 | 5% 1/4W |
| R14 | 120 | 5% 1/4W |
| R15 | 1K | 5% 1/4W |
| R16 | 220 | 5% 1/4W |
| R2,R19 | 5K6 | 5% 1/4W |
| R3,R4 | 5R6 | 5% 1/4W |
| RV1,RV2 | 5K | trimmer lineari orizzontali |
| C4,C5,C6,C16 | 330nF | ceramici |
| C1,C13,C15 | 1uF | ceramici, valore non critico |
| C2 | 1000uF | elettrolitico, valore non critico |
| C17 | 33nF | opzionale, vedi testo |
| L1,L2 | 470uH | assiali |
| Q6,Q7 | 2N4401 | ok anche BC337, BC338, 2N2222 |
| Q8 | 2N4403 | ok anche BC327, BC328, PN2907, BD136, BD140 |
| Q2,Q3 | IRF520 | vedi MeoW#MOSFET |
| T2 | BN-43-2402 | 12:8+8 oppure BN-43-302 |
| T1 | B64290L0651X087 | |
| U3 | 78L05 | |
| U4 | 7812 | se diventa troppo caldo, usare un altro 7812 per la ventola |
Punti di test
| # | V | Note |
|---|---|---|
| TP1 | 12V | |
| TP1 | 5V |
Filtro passa-basso
Il filtro di uscita (C1,L2,C3,L4,C5,L6,C7) si occupa di sopprimere i segnali a frequenze indesiderate presenti all'uscita dell'amplificatore. La frequenza di taglio del filtro deve essere di poco superiore alla frequenza della portante e sempre inferiore al doppio della frequenza della portante (seconda armonica).
- C1, C7: 1000pf, ≥1KV
- C3, C5: 2700pf, ≥1KV
- L2, L6: 19 spire su nucleo T106-2
- L4: 21 spire su nucleo T106-2
Regolazione
Per ottenere la massima potenza di trasmissione senza distorsione seguire questa procedura:
- Collegare sorgente audio, modulatore, amplificatore, antenna (o carico fittizio).
- Collegare un amperometro in serie all'alimentazione del PA.
- Collegare un oscilloscopio all'uscita dell'amplificatore, con la sonda impostata a 10:1, sensibilita adeguata e base dei tempi 0,5us/div.
- Portare RV3 al minimo, volume audio a zero.
- Portare RV1 e RV2 al minimo (con il cursore verso massa).
- Alimentare il tutto.
- Misurare la corrente assorbita dal PA.
- Aumentare RV1 fino a che la corrente assorbita dal PA aumenta di 50ma.
- Aumentare RV2 fino a che la corrente assorbita dal PA aumenta di altri 50ma.
- Aumentare RV3 fino a raggiungere la massima potenza di uscita senza distorsione. Annotare la tensione di uscita.
- Abbassare RV3 fino ad ottenere in antenna la meta' della tensione precedente.
- Impostare la base dei tempi dell'oscilloscopio a 0,5ms/div.
- Riprodurre una sinusoide audio a circa 1khz.
- Aumentare il volume audio fino a che:
- Il picco negativo dell'inviluppo della portante modulata e' poco superiore a zero e privo di distorsione.
- Il picco positivo dell'inviluppo della portante modulata e' pari alla tensione massima annotata.
La forma d'onda nell'oscilloscopio deve assomigliare all'esempio con M=1
La potenza di uscita sara uguale a (V^2)/Z
Riflettometro
Il riflettometro o rosmetro misura il rapporto tra l'energia inviata dal trasmettitore verso la linea di trasmissione e quindi l'antenna, e l'energia riflessa da queste verso il trasmettitore a causa di una differenza di impedenza. L'energia riflessa provoca un surriscaldamento dei transistor di potenza e in casi limite la loro rottura.
ponte di Wheatstone
Se si ha a disposizione un oscilloscopio a due canali, si possono misurare le caratteristiche dell'antenna usando un ponte di Wheatstone come questo:
Le resistenze devono essere non induttive, di precisione almeno 1% e di potenza pari almeno a 1/4 del segnale iniettato.
Come generatore di segnale gen si puo usare il modulatore.
Le due porte rif e test vanno collegate con due cavetti di lunghezza e tipo identici ai due canali dell'oscilloscopio. Le entrate dell'oscilloscopio devono essere terminate con un impedenza pari a quella dei cavetti (ad esempio 50 ohm se si usa rg58).
Il segnale che esce dalla porta rif e' la forma d'onda prodotta dal generatore, mentre test e' lo stesso segnale applicato all'antenna da misurare.
- In condizioni ideali (antenna resistiva a 50ohm) i due segnali dovrebbero essere indentici (stessa fase e ampiezza).
- Se sono di ampiezza diversa, l'antenna ha una resistenza maggiore (test maggiore di rif) o minore (test minore di rif) di 50ohm.
- Se i segnali sono di fase diversa, l'antenna ha una reattanza capacitiva (test in anticipo rispetto a rif) o induttiva (rif in anticipo rispetto a test).
Per calcolare l'impedenza dell'antenna:
- Tdelay = Trif - Ttest
- angolo di fase Φ: Tdelay * f * 360
- per trasformare una impedenza da formato polare a formato rettangolare: R + jX => R = Vtest * sin(Φ), jX = Vtest * cos(Φ)
- Zant = (50 * Vtest ∠ Φ)/ (2 * Vrif - (R + jX))