MeoW: Difference between revisions

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MeoW e' un trasmettitore in modulazione di ampiezza per onde medie, autocostruibile e autofinanziabile.
MeoW e' un trasmettitore in modulazione di ampiezza per onde medie, autocostruibile e autofinanziabile.
[[File:Transmitter.png]]


[[:File:Meow.sch.svg|Schema elettrico]]
[[:File:Meow.sch.svg|Schema elettrico]]
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* prezzo: <= 50 euro
* prezzo: <= 50 euro
* potenza: >= 50 W
* potenza: >= 50 W
* alimentazione: 12 - 24 volt
* alimentazione: 12 - 48 volt
* senza assemblaggi SMD
* livello seconda armonica: -40dB
* livello seconda armonica: -40dB
* stabilita' in frequenza: 50ppm
* stabilita' in frequenza: 50ppm


== Modulatore ==
== Modulatore ==
[[:File:Meow exciter pcb.svg|Circuito stampato]]


Il modulatore crea il segnale alla frequenza desiderata (portante) e lo combina con il segnale audio.
Il modulatore crea il segnale alla frequenza desiderata (portante) e lo combina con il segnale audio.


[[File:Am-radio-waves.jpg|400px|thumb]]
[[File:Am-radio-waves.jpg|400px|thumb]]
=== Alimentazione ===
Il modulatore puo essere alimentato con una tensione continua da 7 ai 12 volt. Se la tensione fornita e' superiore ai 9 volt, bisogna dotare il regolatore U2 di un dissipatore.


=== Pretrattamento audio ===
=== Pretrattamento audio ===


Il segnale audio passa per un filtro passivo passa-banda di primo ordine 300-5000 Hz (R1,C8,C10). Il segnale va ulteriormente [http://www.nu9n.com/am.html filtrato e compresso] a monte.
Il segnale audio in entrata su P3 passa per un filtro passivo passa-banda di primo ordine 300-5000 Hz (R1,C8,C10). Il segnale va ulteriormente [http://www.nu9n.com/am.html filtrato e compresso] a monte.


=== uC controllo ===
=== uC controllo ===


Il DDS viene controllato da un microcontrollore con il firmware [[Ondeggiatore]]. Due tasti controllano la frequenza, con 121 canali spaziati 9khz da 531 a 1620khz.
Il microcontrollore U1 (PIC24FV16KM202) controlla il DDS attraverso i piedini D7, WCLK e FQUP di quest'ultimo, usando una variante del protocollo SPI.
 
Il microcontrollore viene programmato con il firmware [http://nebbia.esiliati.org/repos/cesco/ondeggiatore/ ondeggiatore] attraverso un header ICSP con la seguente piedinatura:
{| style="color:green; background-color:#ffffcc;" cellpadding="10" cellspacing="0" border="1"
!Pin
!Funzione
!Nome
|-
|1||Abilitazione programmazione||ICSP_MCLR
|-
|2||Positivo||VDD
|-
|3||Negativo||VSS
|-
|4||Dati programmazione||ICSP_DATA
|-
|5||Clock programmazione||ICSP_CLOCK
|}
 
 
Due tasti, collegati a P5, controllano la frequenza, con 121 canali spaziati 9khz da 531 a 1620khz.
 
Dopo 30 secondi dall'ultima modifica, la frequenza si salva automaticamente.


=== DDS ===
=== DDS ===
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Si possono usare i DDS AD9834, [http://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/AD9850.pdf AD9850], AD9851 e tutti quelli che permettono di impostare il fondo scala del DAC.
Si possono usare i DDS AD9834, [http://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/AD9850.pdf AD9850], AD9851 e tutti quelli che permettono di impostare il fondo scala del DAC.


Sul mercato si trovano moduli gia assemblati con il AD9850:
Sul mercato si trovano due tipi moduli gia assemblati con il AD9850:
* https://www.aliexpress.com/item/New-AD9850-DDS-Signal-Generator-Module-0-40MHz-Test-Equipment/32328648512.html - espone il piedino 12 (Rset), la Zout pare essere intorno ai 100Ω, espone un'uscita filtrata, una diretta e una comparata quadra.
* [[Ondeggiatore#Modulo_con_Rset_esposta|#1]] - espone il piedino 12 (Rset), la Zout pare essere intorno ai 100Ω, espone un'uscita filtrata, una diretta e una comparata quadra. E' quello usato per il nostro modulatore.
* HC-SR08 ([[:File:HC-SR08 AD9850 Module.png|schema]]) - non espone Rset, espone un'uscita filtrata e una diretta.
* [[Ondeggiatore#Modulo_HC-SR08|#2]] - HC-SR08 ([[:File:HC-SR08 AD9850 Module.png|schema]]) - non espone Rset, espone un'uscita filtrata e una diretta.


Nessuno dei due espone entrambe le uscite sinusoidali direttamente, rendendo impossibile sfruttare l'uscita complementare con un trasformatore; questo permette di generare solo una moulazione asimmetrica.
Nessuno dei due espone entrambe le uscite sinusoidali direttamente, rendendo impossibile sfruttare l'uscita complementare con un trasformatore; questo permette di generare solo una moulazione asimmetrica.
Il DDS viene controllato da un microcontrollore PIC24F16KM202 con firmware [[Ondeggiatore]], attraverso 3 piedini.


Un MOSFET [http://www.st.com/resource/en/datasheet/CD00005134.pdf 2n7000] (Q1) modula l'uscita del DDS al posto di Rset. L'offset di modulazione viene regolato con il trimmer RV3, mentre la profondita' e' determinata dall'ampiezza del segnale di ingresso.
Un MOSFET [http://www.st.com/resource/en/datasheet/CD00005134.pdf 2n7000] (Q1) modula l'uscita del DDS al posto di Rset. L'offset di modulazione viene regolato con il trimmer RV3, mentre la profondita' e' determinata dall'ampiezza del segnale di ingresso.


Per il DDS AD9850 la relazione e': Iout = 32(1.248 V/Rset)
Per il DDS AD9850 la relazione tra la resistenza Rset-massa e la corrente di uscita e': Iout = 32(1.248 V/Rset).


=== Buffer RF ===
=== Buffer RF ===


L'uscita del DDS viene amplificata e adattata da una coppia di transistor bipolari [https://www.onsemi.com/pub/Collateral/2N3903-D.PDF 2N3904]. Il primo transistor Q4, in configurazione a ''emettitore comune'' amplifica il segnale, mentre Q5, in configurazione a ''collettore comune'' lo adatta a una impedenza di uscita piu bassa.
Q4, un transistor bipolare NPN [https://www.onsemi.com/pub/Collateral/2N4401-D.PDF 2N4401] in configurazione a ''[[Componenti#Emettitore_comune|emettitore comune]]'' amplifica il segnale, mentre Q5 (NPN) e Q9 (PNP [https://www.onsemi.com/pub/Collateral/2N4403-D.PDF 2N4403]), in configurazione a ''coppia di Sziklai'' lo adattano ad una impedenza di uscita piu bassa. Nel caso si utilizzi una linea di trasmissione molto lunga tra modulatore ed amplificatore, e' bene inserire una resistenza da 47Ω in uscita dal modulatore e da 68Ω sull'ingresso dell'amplificatore.


Nello stadio in configurazione EC:
=== BOM EX ===
 
{| style="color:green; background-color:#ffffcc;" cellpadding="10" cellspacing="0" border="1"
!#
!Desc
!Note
|-
|R1,R18||1K||5% 1/8W
|-
|R3,R10||1K5||5% 1/4W
|-
|R6,R8||47K||5% 1/8W, va bene qualsiasi valore dai 5 ai 100K
|-
|R9||470||5% 1/4W
|-
|R11,R12||100||5% 1/4W
|-
|R17||22||5% 1/4W
|-
|RV3||20K||trimmer lineare
|-
|C8,C18||33nF||Condensatore a film o ceramico C0G
|-
|C10,C12||220nF||Condensatore a film o ceramico C0G
|-
|C11||100nF||
|-
|C9||10uF||elettrolitico, opzionale
|-
|C14||1uF||ceramico
|-
|Q1||2N7000||ok anche BS170, ma con piedinatura diversa
|-
|Q4,Q5||2N4401||ok anche BC337, BC338, 2N2222
|-
|Q9||2N4403|| ok anche BC327, BC328, PN2907
|-
|U1||PIC24FV16KM202||microcontrollore a 16bit, 28 piedini in formato DIP
|-
|Z1||28DIP SOCKET||Zoccolo 28pin DIP
|-
|U2||L7805CV||Regolatore di tensione in contenitore TO220
|-
|}


Nello stadio in configurazione CC:
NB: La precisione dei componenti, la potenza delle resistenze e la tensione dei condensatori sono indicati come valore minimo. Componenti con caratteristiche migliori vanno ugualmente bene.
* Il guadagno in corrente e' pari a β+1, dove β e' pari al rapporto tra la corrente di collettore e quella di base.
* La tensione in uscita e' <code>Vout=Vin-Vbe</code> dove il drop Vbe e' pari a 0,7 volt, quindi il guadagno in tensione e' 1.
* L'impedenza di uscita e'<code>Zout = [Vin-Vout] / (Iout) → [(I/β)Rsource]/I) → Rsource/β</code>


β e' il coefficiente di amplificazione del transistor, ossia il rapporto tra la variazione di corrente di collettore e quella di base.
=== Punti di test ===
{| style="color:black; background-color:#ffccff;" cellpadding="10" cellspacing="0" border="1"
!#
!V
!Note
|-
|TP1||5V||
|-
|TP2||1,15V||b Q4
|-
|TP3||2,9V||c Q4
|-
|TP4||2,2V||e Q5
|-
|}


== Amplificatore lineare ==
== Amplificatore lineare ==


E' uno stadio '''push-pull''' a transistor '''MOSFET''' che lavora in '''classe AB''', con una tensione di alimentazione dai 12 ai 24 volt.
[[:File:Meow pa pcb.svg|Circuito stampato]]
 
E' uno stadio '''push-pull''' a transistor '''MOSFET''' che lavora in '''classe AB''', con una tensione di alimentazione dai 24 ai 48 volt.
 
=== Alimentazione ===
 
Per ottenere la tensione di 18v per lo stadio pilota e di 5v per il circuito di bias, Q10 regola inizialmente la tensione di ingresso a un valore di 22-24v. Questo valore viene ridotto a 18v da U4 e a 5v da U3. Per alte tensioni di ingresso Q10 va dotato di dissipatore isolato.


I MOSFET per uso RF sono molto costosi. Per la banda delle onde medie possiamo usare dei MOSFET/HexFET/StripFET in contenitore TO-220 concepiti per uso commutativo di potenza, molto piu economici (quasi sempre < 1 euro) e robusti.
=== Stadio pilota ===
 
Q6, un transistor bipolare NPN [https://www.onsemi.com/pub/Collateral/2N4401-D.PDF 2N4401] in configurazione a ''[[Componenti#Emettitore_comune|emettitore comune]]'' amplifica il segnale, mentre Q7 (NPN 2N4401) e Q8 (PNP [http://www.st.com/resource/en/datasheet/CD00001225.pdf BD140]), in configurazione a ''coppia di Sziklai'' usata a collettore comune lo adattano ad una impedenza di uscita piu bassa.
 
Nel caso si inseriscano in parallelo molti MOSFET, e' possibile modificare R16,R21 per modificare l'impedenza di uscita dello stadio pilota.
 
Nel caso in cui il livello del segnale ai gate dei MOSFET sia insufficiente, e' possibile aumentare il guadagno dello stadio pilota inserendo il condensatore C17, normalmente non necessario.
 
=== Trasformatore di ingresso ===
 
Il trasformatore di ingresso T2 si occupa di trasformare il segnale sbilanciato in ingresso in un segnale bilanciato per pilotare in antifase i due transistor. E' composto da 8/9+9 spire di filo da 0,25-0,35mm su nucleo BN-43-302 oppure BN-43-2402 (AL=1440).
 
L'impedenza di ingresso di un amplificatore push-pull a MOSFET e' data dal circuito di bias e dalla capacità di gate.
La resistenza di un condensatore di capacità ''c'' a un segnale di frequenza ''f'' e' <code>R=1/(2*pi*f*c)</code>
 
Ad esempio, alla frequenza di 1MHz:
* STP16NF06  -> <code>1/(2⋅pi⋅1000000⋅0,000000000315) = 505Ω</code>
* IRF630 -> <code>1/(2⋅pi⋅1000000⋅0,000000000960) = 165Ω</code>
 
=== Circuito di bias ===
 
Il circuito di polarizzazione (R2,R19,C13,C20,U3,L1,L2,RV1,RV2) si occupa di generare una tensione che, applicata ai gate dei transistor, determina il punto di lavoro e quindi la classe di amplificazione.
 
Le resistenze R2 e R19 determinano la tensione minima regolabile, mentre U3 determina la tensione massima.
Le induttanze L1 ed L2 impediscono al segnale di risalire nel circuito di polarizzazione. La loro resistenza è trascurabile per la corrente continua, mentre e' di circa <code>2⋅π⋅1000000⋅0,000680 = 4300Ω</code> alla frequenza di 1MHz.
 
La tensione va regolata con i trimmer RV1 e RV2 in modo che attraverso ogni transistor scorra una corrente di 50ma.
 
Le resistenze R3 e R4 creano (assieme alla capacità di gate) un filtro passa basso che smorza le oscillazioni sui gate. Il valore indicato e' adatto se i MOSFET sono saldati direttamente sul circuito stampato. Nel caso in cui siano collegati tramite fili (mai piu lunghi di 5cm), aumentare il valore (non oltre i 50 Ω) fino a smorzare eventuali oscillazioni. R3 ed R4 vanno sempre saldate piu vicino possibile al gate dei MOSFET. Se si combinano più MOSFET in parallelo, va messa una resistenza di gate per ogni dispositivo.
 
=== MOSFET ===
 
I MOSFET per uso RF sono molto costosi. Fortunatamente, per la banda delle onde medie possiamo usare dei MOSFET di tipo HexFET, StripFET o TrenchFET in contenitore TO-220 o TO-247 concepiti per uso commutativo di potenza, molto piu economici (quasi sempre < 1 euro) e robusti.


Alcuni tipi adatti allo scopo sono:
Alcuni tipi adatti allo scopo sono:
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|IRF510||5,6||100||0,54||180||
|IRF510||5,6||100||0,54||180||
|-
|-
|IRF520||9,7||100||0,2||360||
|IRF520||9,7||100||0,2||360||Bene a 24v, anche in coppia
|-
|-
|IRF530||14||100||0,14||670||
|IRF530||14||100||0,14||670||
Line 89: Line 204:
|IRF610||3,3||200||1,5||140||
|IRF610||3,3||200||1,5||140||
|-
|-
|IRF620||7||200||1,2||460||
|IRF620||7||200||1,2||460||Bene a 24v
|-
|-
|IRF630||9||200||0,3||960||Cin eccessiva > 1MHz
|IRF630||9||200||0,3||960||Cin eccessiva > 1MHz
Line 114: Line 229:
|-
|-
|IRFZ24||12||60||0,1||640||
|IRFZ24||12||60||0,1||640||
|-
|FQP3N30||3,2||300||2,2||175||
|-
|IRFI620GPBF||4||200||0,8||360||isolato, Ok a 36v, anche 3 in parallelo
|-
|STW6N90K5||6||900||0,9||342||TO-247
|-
|IPA50R800CE||7,6||550||0,8||280||isolato
|-
|RCX081N20||8||200||0,77||330||isolato
|}
|}


* '''Id''' e' la corrente massima tra source e drain mentre il transistor e' in massima conduzione.
* '''Id''' e' la corrente massima tra source e drain mentre il transistor e' in massima conduzione.
* '''Vds''' e' la massima tensione sopportabile tra drain e source. Valori di Vds troppo bassi possono comportare la rottura del transistor ad alte tensioni di alimentazione, ad alte potenze o a cattivi accordamenti di antenna.
* '''Vds''' e' la massima tensione sopportabile tra drain e source; deve essere pari o superiore al quadruplo della tensione di alimentazione. Valori di Vds troppo bassi possono comportare la rottura del transistor ad alte tensioni di alimentazione, ad alte potenze o a cattivi accordamenti di antenna.  
* '''Rds''' e' la resistenza tra drain e source mentre il transistor e' in massima conduzione. Valori di Rds troppo alti impediscono di raggiungere potenze alte.
* '''Rds''' e' la resistenza tra drain e source mentre il transistor e' in massima conduzione. Valori di Rds troppo alti impediscono di raggiungere potenze elevate.
* '''Cin''' e' la capacita totale presentata dal gate. Valori di Cin troppo grandi determinano una eccessiva impedenza di ingresso dello stadio al salire della frequenza, comportando un abbassamento del guadagno. E' la limitazione principale dei MOSFET non RF.
* '''Cin''' e' la capacita totale presentata dal gate. Valori di Cin troppo grandi determinano una eccessiva impedenza di ingresso dello stadio al salire della frequenza, comportando un abbassamento del guadagno. E' la limitazione principale dei MOSFET non RF.




I MOSFET vanno fissati ad un dissipatore di calore.  
I MOSFET vanno fissati ad un dissipatore di calore. Un comune dissipatore con ventola per CPU da PC e' sufficiente fino a 80-100W.
Un comune dissipatore con ventola per CPU da PC e' sufficiente fino a 80-100W.
 
Tutti i MOSFET elencati hanno il '''tab''' (l'orecchia metallica con il buco per la vite) collegata al terminale di drain, quindi il componente va elettricamente isolato dal dissipatore con gli appositi pad in silicone (oppure mica e pasta termica) e rondella in nylon.
Tutti i MOSFET elencati hanno il '''tab''' (l'orecchia metallica con il buco per la vite) collegata al terminale di drain, quindi il componente va elettricamente isolato dal dissipatore con gli appositi pad in silicone (oppure mica e pasta termica) e rondella in nylon.
Il contenitore TO-220 permette una dissipazione di circa 50W se fissato direttamente al dissipatore; se si usa il pad isolante la potenza massima scende a 25W. Per raggiungere potenze maggiori e' possibile collegare in parallelo più transistor.


Dato che la causa piu comune di oscillazione dei MOSFET in contenitore TO-220 e' data dall'accoppiamento capacitivo tra drain e gate, puo' essere una buona idea rimuovere il piedino di drain e usare il tab metallico come collegamento al trasformatore di uscita.
Dato che la causa piu comune di oscillazione dei MOSFET in contenitore TO-220 e' data dall'accoppiamento capacitivo tra drain e gate, puo' essere una buona idea rimuovere il piedino di drain e usare il tab metallico come collegamento al trasformatore di uscita.
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* riguardo la stabilizzazione con feedback rc drain-gate: https://www.radio-kits.co.uk/radio-related/Linear_PA/mtt97.pdf, http://www.infineon.com/dgdl/an-937.pdf?fileId=5546d462533600a40153559ea1481181
* riguardo la stabilizzazione con feedback rc drain-gate: https://www.radio-kits.co.uk/radio-related/Linear_PA/mtt97.pdf, http://www.infineon.com/dgdl/an-937.pdf?fileId=5546d462533600a40153559ea1481181


==== Trasformatore di ingresso ====
=== Trasformatore di uscita ===


Il trasformatore di ingresso T2 si occupa di trasformare il segnale sbilanciato in ingresso in un segnale bilanciato per pilotare in antifase i due transistor. E' composto da 4/12 spire su nucleo BN-43-2402 (AL=1440).
Il trasformatore di uscita trasferisce i due segnali in controfase prodotti da Q2 e Q3 all'uscita dell'amplificatore, adattandone l'impedenza. Va avvolto con filo di rame con diametro almeno 1mm su nucleo toroidale o binoculare, alternando le spire degli avvolgimenti.


L'impedenza di ingresso di un amplificatore push-pull a MOSFET e' data dal circuito di bias e dalla capacità di gate.
==== Rapporto di impedenza ====
La resistenza di un condensatore di capacità ''c'' a un segnale di frequenza ''f'' e' <code>R=1/(2*pi*f*c)</code>


Alla frequenza di 1MHz:
L'impedenza di uscita di un amplificatore push pull e' <code>Zout = (Vcc^2)/(2*Pout)</code>; ne consegue che a potenze e tensioni di alimentazioni diverse l''''impedenza di carico ottimale''' cambia.
* STP16NF06  -> <code>1/(2⋅pi⋅1000000⋅0,000000000315) = 505Ω</code>
* IRF630 -> <code>1/(2⋅pi⋅1000000⋅0,000000000960) = 165Ω</code>


==== Circuito di bias ====
Ad esempio:
* alimentazione 24 volt, alla potenza di 24 watt: <code>(24V^2)/(2*24W) = 12Ω</code>
* alimentazione 36 volt, alla potenza di 54 watt: <code>(36V^2)/(2*54W) = 12Ω</code>


Il circuito di polarizzazione (R2,C13,U3,L1,L2,RV1,RV2) si occupa di generare una tensione che, applicata ai gate dei transistor, determina il punto di lavoro e quindi la classe di amplificazione.
In entrambi i casi, circa un quarto dell'impedenza di uscita desiderata (50Ω).
La tensione va regolata con i trimmer RV1 e RV2 in modo che attraverso ogni transistor scorra una corrente di 50ma.


Le induttanze L1 ed L2 impediscono al segnale di risalire nel circuito di polarizzazione. La loro resistenza e' trascurabile per la corrente continua, mentre e' di circa <code>2⋅π⋅1000000⋅0,000470 = 3000Ω</code> alla frequenza di 1MHz.
Il rapporto di impedenza tra gli avvolgimenti di un trasformatore e' pari al quadrato del rapporto delle spire <code>Z1/Z2 = (N1/N2)^2</code>. Quindi, il rapporto tra il numero di spire dei due avvolgimenti sarà 1:2.


Le resistenze R3 e R4 creano un filtro passa basso che smorza le oscillazioni sui gate.
Qui di seguito alcune conversioni di impedenza per carichi a 50Ω:


==== Trasformatore di uscita ====
{| style="color:green; background-color:#ffffcc;" cellpadding="10" cellspacing="0" border="1"
!Vcc(V)
!P(W)
!Zi(Ω)
!Zo(Ω)
!Zo/Zi
!N2/N1
|-
|24||91,16||3,125||50||16||4
|-
|24||125,44||2,29||50||21,7||4,66
|-
|24||51,84||5,55||50||9||3
|-
|24||104,04||2,76||50||18||4,25
|-
|36||207,36||3,125||50||16||4
|-
|48||209||5,55||50||9||3
|}


Il trasformatore di uscita trasferisce i due segnali in controfase prodotti da Q2 e Q3 all'uscita dell'amplificatore, adattandone l'impedenza. Va avvolto con filo di rame con diametro almeno 1mm su nucleo toroidale o binoculare, alternando le spire degli avvolgimenti.
Empiricamente, l'impedenza di uscita di un circuito puo essere misurata osservando la variazione della tensione prodotta al variare del carico:
* tra un circuito aperto e un carico conosciuto Rl: <code>Ro = Rl((Vo/Vl) - 1)</code>. In particolare, quando viene applicato a un circuito aperto un carico di impedenza pari a quella di uscita, la tensione prodotta si dimezza.
* tra due carichi conosciuti R1 e R2: <code>Ro = (R1-(R1*(V1/V2)))/((V1/V2)-(R1/R2))</code>


[[File:Best toroids.png|right|300px]]
==== Induttanza ====


L'impedenza di uscita di un amplificatore push pull e' <code>Zout = (Vcc^2)/(2*Pout)</code>.
Per fare in modo che il trasformatore si comporti come tale e non come un corto circuito, la reattanza induttiva dell'avvolgimento piu piccolo deve essere almeno 4 volte piu grande dell'impedenza a cui esso e' collegato alla frequenza piu bassa; [[:File:The-four-times-the-impedance-rule-for-broadband-rf-transformer-windings-where-does-it-originate.pdf|qui]] un approfondimento sul tema.
Ad esempio, con una alimentazione di 24 volt e una potenza di 24 watt si ottiene: <code>(24V^2)/(2*24W) = 12Ω</code>, circa un quarto dell'impedenza di uscita desiderata (50Ω). Il rapporto di impedenza tra gli avvolgimenti di un trasformatore e' pari al quadrato del rapporto delle spire <code>Z1/Z2 = (N1/N2)^2</code>. Quindi, il rapporto tra il numero di spire dei due avvolgimenti sarà 1:2.


Empiricamente, l'impedenza di uscita di un circuito puo essere misurata osservando la variazione della tensione prodotta al variare del carico
Ad esempio, alla frequenza di 1 MHz con una impedenza di uscita di 50Ω, l'induttanza del secondario deve essere almeno <code>(50Ω*4)/(2⋅π⋅1000000Hz)= 0,0000318H ossia 32μH</code>.
* tra un circuito aperto e un carico conosciuto Rl: <code>Ro = Rl((Vo/Vl) - 1)</code>
* tra due carichi conosciuti R1 e R2: <code>Ro = (R1-(R1*(V1/V2)))/((V1/V2)-(R1/R2))</code>
* in particolare, quando viene applicato un carico di impedenza pari a quella di uscita, la tensione prodotta si dimezza


La reattanza induttiva dell'avvolgimento piu piccolo deve essere almeno 4 volte piu grande dell'impedenza di uscita alla frequenza piu bassa.
Per controllare che il trasformatore sia dimensionato per la frequenza di lavoro in questione possiamo:
* misurare l'impedenza sul primario tenendo il secondario aperto. Il valore ''Zp'' e' pari alla somma tra l''''induttanza di magnetizzazione''' ''Zm'' e l''''induttanza dispersa''' ''Zd''.
* misurare l''''induttanza dispersa''' ''Zd'' misurando l'impedenza sul primario tenendo il secondario in cortocircuito.
* l''''induttanza di magnetizzazione''' Zm e' quindi pari a Zp-Zd.
* calcolare che l''''impedenza caratteristica''' ''Zc'' = √(Zm x Zd) del trasformatore sia circa pari a quella voluta ''Zi''.


Ad esempio alla frequenza di 1 MHz deve essere almeno <code>(50Ω*4)/(2⋅π⋅1000000Hz)= 0,0000318H ossia 32μH</code>.
Se il valore di Zc è errato, bisogna modificare l'avvolgimento moltiplicando il numero di spire correnti per √(Zi/Zc).


Dato che una induttanza di 32μH avvolta in aria (che ha permeabilità 1µ) sarebbe molto ingombrante, la si avvolge attorno ad un nucleo di materiale ferromagnetico avente una permeabilità piu alta. Questo permette di dover avvolgere meno spire, permettendoci di usare un filo piu grosso che possa sopportare le correnti in gioco.
==== Nucleo magnetico ====


Altri parametri importanti del materiale sono il '''flusso di saturazione''' e la '''temperatura di Curie''' che determinano la massima potenza applicabile e la '''resistivita''' e l''''isteresi''' che determinano la frequenza di utilizzo.
[[File:Best toroids.png|right|300px]]


Purtroppo la denominazione dei materiali ferromagnetici non e' standardizzata. Spesso viene usato come riferimento il numero usato dal produttore Fair-Rite, qui di seguito indicato da #.
Dato che una induttanza di 32μH avvolta in aria (che ha permeabilità 1µ) sarebbe molto ingombrante, la si avvolge attorno ad un nucleo di materiale ferromagnetico -detto ferrite-  avente una permeabilità piu alta dell'aria. Questo permette di dover avvolgere meno spire, permettendoci di usare un filo piu grosso che possa sopportare meglio le correnti in gioco. [[Materiali_magnetici|Qui]] un approfondimento sui diversi materiali magnetici.
Per districarsi si possono usare tabelle di equivalenza come [[:File:Ferrite material cross reference chart.pdf|questa]].


Alcuni materiali adatti per il nostro scopo sono:
Il numero di spire da avvolgere per ottenere un'induttanza di 32μH sarà ad esempio:
* #31 - µ 1500 adatto a partire da 0,5MHz, permeabilità alta e scarsa tenuta in potenza
* T106-52 (AL=95) -> 1000⋅sqrt(32μH/(95⋅1000)) ->  18,3 -> 19 spire
* #43 - µ 800 ok tra 3 e 50 MHz, facilmente reperibile come materiale radiantistico
* 5943002701 a.k.a FT140-43 (AL=885) -> 6 spire
* #52 - µ 250 facilmente reperibile all'interno degli alimentatori switching, ha permeabilità bassa. Il piu comune, blu e verde, e' il T106-52 (Al=95)
* BN-43-202 binoculare (AL=2200) -> 4 spire
* #77 - µ 2000 poco diffuso, e' ok tra 0,5 e 15 MHz
* R16X9.6X6.3 N87 (cod. B64290L0045X087 ), AL=1420 -> 5 spire
* #78 - µ 2300 idem con patate
* R22.1×13.7×7.90 N49 (cod. B64290L0719X049), AL=1500 -> 5 spire
* N67, N87 - µ 2100 prodotti da EPCOS, piu' o meno equivalenti al #77
* R22.1×13.7×12.5 N87 (cod. B64290L0651X087), AL=2630 -> 4 spire
* R36X23X15 N87 (cod. B64290L0674X087), AL=2940 -> 4 spire
* 2643540402, 2643665702, 2643626402, 2643626502 tubolari. Usando due nuclei affiancati creando un binoculare -> 3 spire
* 4 x 2643540402 tubolari, due impilati x due affiancati = 40µH -> 2 spire


Combinando la permeabilità del materiale e le dimensioni fisiche del nucleo si ottiene il '''fattore di induttanza''', indicato con '''AL''', spesso direttamente indicato dai produttori. Conoscendo AL e il valore di induttanza richiesto, si puo ottenere il numero di spire necessarie tramite la formula <code>1000⋅sqrt(μH/(AL⋅1000))</code>.
=== BOM PA ===


Quindi il numero di spire un induttanza di 32μH avvolta su diversi nuclei toroidali sarà ad esempio:
{| style="color:green; background-color:#ffffcc;" cellpadding="10" cellspacing="0" border="1"
* T106-52 (AL=95) -> 1000⋅sqrt(32μH/(95⋅1000)) ->  18,3 spire
!#
* FT50-43 (AL=440) -> 8.5 spire
!Desc
* BN-43-202 (AL=2200) -> 3,8 spire
!Note
* BN-43-302 (AL=1280) -> 5 spire
|-
* R22.1×13.7×12.5 N87 (AL=2630) -> 3,5 spire
|R2,R20||10K||5% 1/4W
|-
|R5||6K8||5% 1/4W
|-
|R7||820||5% 1/4W
|-
|R13||560||5% 1/4W
|-
|R14||82||5% 1/4W
|-
|R15||390||5% 1/4W
|-
|R16,R21||180||5% 1/2W oppure una sola 100R da 1W o più
|-
|R2,R19||2K7||5% 1/4W
|-
|R3,R4||18R||1% 1/8W, vedi testo
|-
|RV1,RV2||5K||trimmer lineari orizzontali
|-
|C4,C5,C6,C16||330nF||ceramici
|-
|C1,C13,C15,C19,C20,C21||1uF||ceramici a basso ESR/ESL, valore non critico >0,1uF
|-
|C2||1000uF||elettrolitico 50V, valore non critico
|-
|C17||33nF||opzionale, vedi testo
|-
|L1,L2||680uH||assiali, valore non critico
|-
|Q6,Q7||2N4401||ok anche BC337, BC338, 2N2222
|-
|Q8||BD140|| ok anche BD136. con dissipatore
|-
|Q2,Q3||IRF620|| vedi [[MeoW#MOSFET]]
|-
|Q10||IRF620|| qualsiasi N-Mosfet in TO-220. con dissipatore
|-
|Q11||2N7000||
|-
|T2||2843000302||8:9+9 su 2843000302
|-
|T1||4 x 2643540402||1+1:4 (vedi tabella)
|-
|U3||78L05||
|-
|U4||7818||
|-
|}


ref:
=== Punti di test ===
* riguardo alla famosa regola del 4: [[File:The-four-times-the-impedance-rule-for-broadband-rf-transformer-windings-where-does-it-originate.pdf]]
{| style="color:black; background-color:#ffccff;" cellpadding="10" cellspacing="0" border="1"
!#
!V
!Note
|-
|TP4|| ||
|-
|TP5|| ||
|-
|TP6|| ||
|-
|TP7|| ||
|-
|}


=== Filtro passa-basso ===
== Filtro passa-basso ==


Il filtro di uscita (C1,L2,C3,L4,C5,L6,C7) si occupa di sopprimere i segnali a frequenze indesiderate presenti all'uscita dell'amplificatore. La frequenza di taglio del filtro deve essere di poco superiore alla frequenza della portante e sempre inferiore al doppio della frequenza della portante (seconda armonica).
Il filtro di uscita (C1,L2,C3,L4,C5,L6,C7) si occupa di sopprimere i segnali a frequenze indesiderate presenti all'uscita dell'amplificatore. La frequenza di taglio del filtro deve essere di poco superiore alla frequenza della portante e sempre inferiore al doppio della frequenza della portante (seconda armonica).


* C1, C7: 1000pf, 1KV
Per un frequenza di taglio di 1500 KHz:
* C3, C5: 2700pf, 1KV
 
* L2, L6: 32 spire su nucleo T50-2
* C1, C7: 1000pf
* L4: 35 spire su nucleo T50-2
** 3 x 330pf ≥500V in parallelo
* C3, C5: 2700pf
** 8 x 330pf ≥500V in parallelo
* L2, L6: 5,33 μH
** 20 spire di filo con diametro ≥ 1mm su nucleo T106-2
** 8 spire in aria diametro 100mm lunghezza 90mm
* L4: 6,73 μH
** 22 spire di filo con diametro ≥ 1mm su nucleo T106-2
** 9 spire in aria diametro 100mm lunghezza 86mm
** 10 spire in aria diametro 100mm lunghezza 124mm


== Antenna ==
Usare condensatori a mica argentata, a film, ceramici a disco o altri tipi adatti per radiofrequenza.


Per onde lunghe e medie la scarsa altezza dal suolo rispetto a λ rende inefficiente l'uso di antenne a polarizzazione orizzontale. Vista l'impossibilita' di installare antenne verticali risonanti cosi alte, si corregge l'impedenza con l'uso contemporaneo di caricamento induttivo alla base e caricamento capacitivo all'estremita'.
== Regolazione ==


[[File:T antenna.svg.png]]
Per ottenere la massima potenza di trasmissione senza distorsione seguire questa procedura:


I parametri di una T-antenna sono:
* Collegare sorgente audio, modulatore, amplificatore, antenna (o carico fittizio).
* Lunghezza della verticale
* Collegare un amperometro in serie all'alimentazione del PA.
* Lunghezza del cappello orizzontale
* Collegare un oscilloscopio all'uscita dell'amplificatore, con la sonda impostata a 10:1, sensibilita adeguata e base dei tempi 0,5us/div. Per amplificatori di alta potenza controllare la tenuta in tensione della sonda.
* numero di conduttori del cappello
* Portare RV3 al minimo, volume audio a zero.
* Portare RV1 e RV2 al minimo (con il cursore verso massa).
* Alimentare il tutto.
* Misurare la corrente assorbita dal PA.
* Aumentare RV1 in modo che la corrente assorbita dal PA aumenti di 30ma per ogni MOSFET.
* Aumentare RV2 in modo che la corrente assorbita dal PA aumenti di altri 30ma per ogni MOSFET.
* Aumentare RV3 fino a raggiungere la massima potenza di uscita senza distorsione. Annotare la tensione di uscita. Dovrebbe essere pari alla potenza di progetto, determinata dalla tensione di alimentazione e al rapporto del trasformatore di uscita.
* Abbassare RV3 fino ad ottenere in antenna la meta' della tensione precedente.
* Impostare la base dei tempi dell'oscilloscopio a 0,5ms/div.
* Riprodurre una sinusoide audio a circa 1khz.
* Aumentare il volume audio fino a che:
** Il picco negativo dell'inviluppo della portante modulata e' poco superiore a zero e privo di distorsione.
** Il picco positivo dell'inviluppo della portante modulata e' pari alla tensione massima annotata.
* Nel caso non si raggiunga una corretta modulazione al 100%, correggere la regolazione di RV3.


=== Variometro ===
''La forma d'onda nell'oscilloscopio deve assomigliare all'esempio con M=1''


Il variometro e' una induttanza variabile, composta da due induttanze che si possono muovere una rispetto all'altra.
[[File:Am-modulation-index.gif]]
[[File:Variometer-cross-section.gif]]
Deve avere un range di 50 - 100 uH


riferimenti:
La potenza di uscita sara uguale a (V^2)/Zout
* http://www.strobbe.eu/on7yd/136ant/
* http://www.antennasbyn6lf.com/630m-antennas/
* http://people.physics.anu.edu.au/~dxt103/calculators/marconi.php


== Materiali ==
== Riflettometro ==


* http://www.chezradio.com/index_htm_files/lpamhandbook.pdf steampunkettoni
Il riflettometro o rosmetro misura il rapporto tra l'energia inviata dal trasmettitore verso la linea di trasmissione e quindi l'antenna, e l'energia riflessa da queste verso il trasmettitore a causa di una differenza di impedenza.
L'energia riflessa provoca un surriscaldamento dei transistor di potenza e in casi limite la loro rottura.
Se si ha a disposizione un oscilloscopio a due canali, si possono misurare le caratteristiche dell'antenna usando un [[Ponti#Ponte di Weathstone]]

Latest revision as of 16:24, 17 May 2024


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Miagolazione d'ampiezza

MeoW e' un trasmettitore in modulazione di ampiezza per onde medie, autocostruibile e autofinanziabile.

Schema elettrico

Specifiche

  • prezzo: <= 50 euro
  • potenza: >= 50 W
  • alimentazione: 12 - 48 volt
  • livello seconda armonica: -40dB
  • stabilita' in frequenza: 50ppm

Modulatore

Circuito stampato

Il modulatore crea il segnale alla frequenza desiderata (portante) e lo combina con il segnale audio.

Am-radio-waves.jpg

Alimentazione

Il modulatore puo essere alimentato con una tensione continua da 7 ai 12 volt. Se la tensione fornita e' superiore ai 9 volt, bisogna dotare il regolatore U2 di un dissipatore.

Pretrattamento audio

Il segnale audio in entrata su P3 passa per un filtro passivo passa-banda di primo ordine 300-5000 Hz (R1,C8,C10). Il segnale va ulteriormente filtrato e compresso a monte.

uC controllo

Il microcontrollore U1 (PIC24FV16KM202) controlla il DDS attraverso i piedini D7, WCLK e FQUP di quest'ultimo, usando una variante del protocollo SPI.

Il microcontrollore viene programmato con il firmware ondeggiatore attraverso un header ICSP con la seguente piedinatura:

Pin Funzione Nome
1 Abilitazione programmazione ICSP_MCLR
2 Positivo VDD
3 Negativo VSS
4 Dati programmazione ICSP_DATA
5 Clock programmazione ICSP_CLOCK


Due tasti, collegati a P5, controllano la frequenza, con 121 canali spaziati 9khz da 531 a 1620khz.

Dopo 30 secondi dall'ultima modifica, la frequenza si salva automaticamente.

DDS

Si possono usare i DDS AD9834, AD9850, AD9851 e tutti quelli che permettono di impostare il fondo scala del DAC.

Sul mercato si trovano due tipi moduli gia assemblati con il AD9850:

  • #1 - espone il piedino 12 (Rset), la Zout pare essere intorno ai 100Ω, espone un'uscita filtrata, una diretta e una comparata quadra. E' quello usato per il nostro modulatore.
  • #2 - HC-SR08 (schema) - non espone Rset, espone un'uscita filtrata e una diretta.

Nessuno dei due espone entrambe le uscite sinusoidali direttamente, rendendo impossibile sfruttare l'uscita complementare con un trasformatore; questo permette di generare solo una moulazione asimmetrica.

Un MOSFET 2n7000 (Q1) modula l'uscita del DDS al posto di Rset. L'offset di modulazione viene regolato con il trimmer RV3, mentre la profondita' e' determinata dall'ampiezza del segnale di ingresso.

Per il DDS AD9850 la relazione tra la resistenza Rset-massa e la corrente di uscita e': Iout = 32(1.248 V/Rset).

Buffer RF

Q4, un transistor bipolare NPN 2N4401 in configurazione a emettitore comune amplifica il segnale, mentre Q5 (NPN) e Q9 (PNP 2N4403), in configurazione a coppia di Sziklai lo adattano ad una impedenza di uscita piu bassa. Nel caso si utilizzi una linea di trasmissione molto lunga tra modulatore ed amplificatore, e' bene inserire una resistenza da 47Ω in uscita dal modulatore e da 68Ω sull'ingresso dell'amplificatore.

BOM EX

# Desc Note
R1,R18 1K 5% 1/8W
R3,R10 1K5 5% 1/4W
R6,R8 47K 5% 1/8W, va bene qualsiasi valore dai 5 ai 100K
R9 470 5% 1/4W
R11,R12 100 5% 1/4W
R17 22 5% 1/4W
RV3 20K trimmer lineare
C8,C18 33nF Condensatore a film o ceramico C0G
C10,C12 220nF Condensatore a film o ceramico C0G
C11 100nF
C9 10uF elettrolitico, opzionale
C14 1uF ceramico
Q1 2N7000 ok anche BS170, ma con piedinatura diversa
Q4,Q5 2N4401 ok anche BC337, BC338, 2N2222
Q9 2N4403 ok anche BC327, BC328, PN2907
U1 PIC24FV16KM202 microcontrollore a 16bit, 28 piedini in formato DIP
Z1 28DIP SOCKET Zoccolo 28pin DIP
U2 L7805CV Regolatore di tensione in contenitore TO220

NB: La precisione dei componenti, la potenza delle resistenze e la tensione dei condensatori sono indicati come valore minimo. Componenti con caratteristiche migliori vanno ugualmente bene.

Punti di test

# V Note
TP1 5V
TP2 1,15V b Q4
TP3 2,9V c Q4
TP4 2,2V e Q5

Amplificatore lineare

Circuito stampato

E' uno stadio push-pull a transistor MOSFET che lavora in classe AB, con una tensione di alimentazione dai 24 ai 48 volt.

Alimentazione

Per ottenere la tensione di 18v per lo stadio pilota e di 5v per il circuito di bias, Q10 regola inizialmente la tensione di ingresso a un valore di 22-24v. Questo valore viene ridotto a 18v da U4 e a 5v da U3. Per alte tensioni di ingresso Q10 va dotato di dissipatore isolato.

Stadio pilota

Q6, un transistor bipolare NPN 2N4401 in configurazione a emettitore comune amplifica il segnale, mentre Q7 (NPN 2N4401) e Q8 (PNP BD140), in configurazione a coppia di Sziklai usata a collettore comune lo adattano ad una impedenza di uscita piu bassa.

Nel caso si inseriscano in parallelo molti MOSFET, e' possibile modificare R16,R21 per modificare l'impedenza di uscita dello stadio pilota.

Nel caso in cui il livello del segnale ai gate dei MOSFET sia insufficiente, e' possibile aumentare il guadagno dello stadio pilota inserendo il condensatore C17, normalmente non necessario.

Trasformatore di ingresso

Il trasformatore di ingresso T2 si occupa di trasformare il segnale sbilanciato in ingresso in un segnale bilanciato per pilotare in antifase i due transistor. E' composto da 8/9+9 spire di filo da 0,25-0,35mm su nucleo BN-43-302 oppure BN-43-2402 (AL=1440).

L'impedenza di ingresso di un amplificatore push-pull a MOSFET e' data dal circuito di bias e dalla capacità di gate. La resistenza di un condensatore di capacità c a un segnale di frequenza f e' R=1/(2*pi*f*c)

Ad esempio, alla frequenza di 1MHz:

  • STP16NF06 -> 1/(2⋅pi⋅1000000⋅0,000000000315) = 505Ω
  • IRF630 -> 1/(2⋅pi⋅1000000⋅0,000000000960) = 165Ω

Circuito di bias

Il circuito di polarizzazione (R2,R19,C13,C20,U3,L1,L2,RV1,RV2) si occupa di generare una tensione che, applicata ai gate dei transistor, determina il punto di lavoro e quindi la classe di amplificazione.

Le resistenze R2 e R19 determinano la tensione minima regolabile, mentre U3 determina la tensione massima. Le induttanze L1 ed L2 impediscono al segnale di risalire nel circuito di polarizzazione. La loro resistenza è trascurabile per la corrente continua, mentre e' di circa 2⋅π⋅1000000⋅0,000680 = 4300Ω alla frequenza di 1MHz.

La tensione va regolata con i trimmer RV1 e RV2 in modo che attraverso ogni transistor scorra una corrente di 50ma.

Le resistenze R3 e R4 creano (assieme alla capacità di gate) un filtro passa basso che smorza le oscillazioni sui gate. Il valore indicato e' adatto se i MOSFET sono saldati direttamente sul circuito stampato. Nel caso in cui siano collegati tramite fili (mai piu lunghi di 5cm), aumentare il valore (non oltre i 50 Ω) fino a smorzare eventuali oscillazioni. R3 ed R4 vanno sempre saldate piu vicino possibile al gate dei MOSFET. Se si combinano più MOSFET in parallelo, va messa una resistenza di gate per ogni dispositivo.

MOSFET

I MOSFET per uso RF sono molto costosi. Fortunatamente, per la banda delle onde medie possiamo usare dei MOSFET di tipo HexFET, StripFET o TrenchFET in contenitore TO-220 o TO-247 concepiti per uso commutativo di potenza, molto piu economici (quasi sempre < 1 euro) e robusti.

Alcuni tipi adatti allo scopo sono:

FET Id A Vds V Rds Ω Cin pF Note
IRF510 5,6 100 0,54 180
IRF520 9,7 100 0,2 360 Bene a 24v, anche in coppia
IRF530 14 100 0,14 670
IRF540 33 100 0,04 890 Cin eccessiva > 1MHz
IRF610 3,3 200 1,5 140
IRF620 7 200 1,2 460 Bene a 24v
IRF630 9 200 0,3 960 Cin eccessiva > 1MHz
IRF640 18 200 0,15 1850
IRF710 2 400 3,6 200
IRF730 7 400 1 620
IRF740 10 400 0,55 1400
STP16NF06 16 60 0,08 315 Vds insufficiente @24v
STP5N60M2 3,5 600 1,3 211
STP9N60M2 5,5 600 0,72 320
STP7N60M2 5 600 0,86 271
STP7N65M2 5 650 0,98 270
STP3NK50Z 2,3 500 2,8 280
IRFZ24 12 60 0,1 640
FQP3N30 3,2 300 2,2 175
IRFI620GPBF 4 200 0,8 360 isolato, Ok a 36v, anche 3 in parallelo
STW6N90K5 6 900 0,9 342 TO-247
IPA50R800CE 7,6 550 0,8 280 isolato
RCX081N20 8 200 0,77 330 isolato


  • Id e' la corrente massima tra source e drain mentre il transistor e' in massima conduzione.
  • Vds e' la massima tensione sopportabile tra drain e source; deve essere pari o superiore al quadruplo della tensione di alimentazione. Valori di Vds troppo bassi possono comportare la rottura del transistor ad alte tensioni di alimentazione, ad alte potenze o a cattivi accordamenti di antenna.
  • Rds e' la resistenza tra drain e source mentre il transistor e' in massima conduzione. Valori di Rds troppo alti impediscono di raggiungere potenze elevate.
  • Cin e' la capacita totale presentata dal gate. Valori di Cin troppo grandi determinano una eccessiva impedenza di ingresso dello stadio al salire della frequenza, comportando un abbassamento del guadagno. E' la limitazione principale dei MOSFET non RF.


I MOSFET vanno fissati ad un dissipatore di calore. Un comune dissipatore con ventola per CPU da PC e' sufficiente fino a 80-100W.

Tutti i MOSFET elencati hanno il tab (l'orecchia metallica con il buco per la vite) collegata al terminale di drain, quindi il componente va elettricamente isolato dal dissipatore con gli appositi pad in silicone (oppure mica e pasta termica) e rondella in nylon.

Il contenitore TO-220 permette una dissipazione di circa 50W se fissato direttamente al dissipatore; se si usa il pad isolante la potenza massima scende a 25W. Per raggiungere potenze maggiori e' possibile collegare in parallelo più transistor.

Dato che la causa piu comune di oscillazione dei MOSFET in contenitore TO-220 e' data dall'accoppiamento capacitivo tra drain e gate, puo' essere una buona idea rimuovere il piedino di drain e usare il tab metallico come collegamento al trasformatore di uscita.

ref.

Trasformatore di uscita

Il trasformatore di uscita trasferisce i due segnali in controfase prodotti da Q2 e Q3 all'uscita dell'amplificatore, adattandone l'impedenza. Va avvolto con filo di rame con diametro almeno 1mm su nucleo toroidale o binoculare, alternando le spire degli avvolgimenti.

Rapporto di impedenza

L'impedenza di uscita di un amplificatore push pull e' Zout = (Vcc^2)/(2*Pout); ne consegue che a potenze e tensioni di alimentazioni diverse l'impedenza di carico ottimale cambia.

Ad esempio:

  • alimentazione 24 volt, alla potenza di 24 watt: (24V^2)/(2*24W) = 12Ω
  • alimentazione 36 volt, alla potenza di 54 watt: (36V^2)/(2*54W) = 12Ω

In entrambi i casi, circa un quarto dell'impedenza di uscita desiderata (50Ω).

Il rapporto di impedenza tra gli avvolgimenti di un trasformatore e' pari al quadrato del rapporto delle spire Z1/Z2 = (N1/N2)^2. Quindi, il rapporto tra il numero di spire dei due avvolgimenti sarà 1:2.

Qui di seguito alcune conversioni di impedenza per carichi a 50Ω:

Vcc(V) P(W) Zi(Ω) Zo(Ω) Zo/Zi N2/N1
24 91,16 3,125 50 16 4
24 125,44 2,29 50 21,7 4,66
24 51,84 5,55 50 9 3
24 104,04 2,76 50 18 4,25
36 207,36 3,125 50 16 4
48 209 5,55 50 9 3

Empiricamente, l'impedenza di uscita di un circuito puo essere misurata osservando la variazione della tensione prodotta al variare del carico:

  • tra un circuito aperto e un carico conosciuto Rl: Ro = Rl((Vo/Vl) - 1). In particolare, quando viene applicato a un circuito aperto un carico di impedenza pari a quella di uscita, la tensione prodotta si dimezza.
  • tra due carichi conosciuti R1 e R2: Ro = (R1-(R1*(V1/V2)))/((V1/V2)-(R1/R2))

Induttanza

Per fare in modo che il trasformatore si comporti come tale e non come un corto circuito, la reattanza induttiva dell'avvolgimento piu piccolo deve essere almeno 4 volte piu grande dell'impedenza a cui esso e' collegato alla frequenza piu bassa; qui un approfondimento sul tema.

Ad esempio, alla frequenza di 1 MHz con una impedenza di uscita di 50Ω, l'induttanza del secondario deve essere almeno (50Ω*4)/(2⋅π⋅1000000Hz)= 0,0000318H ossia 32μH.

Per controllare che il trasformatore sia dimensionato per la frequenza di lavoro in questione possiamo:

  • misurare l'impedenza sul primario tenendo il secondario aperto. Il valore Zp e' pari alla somma tra l'induttanza di magnetizzazione Zm e l'induttanza dispersa Zd.
  • misurare l'induttanza dispersa Zd misurando l'impedenza sul primario tenendo il secondario in cortocircuito.
  • l'induttanza di magnetizzazione Zm e' quindi pari a Zp-Zd.
  • calcolare che l'impedenza caratteristica Zc = √(Zm x Zd) del trasformatore sia circa pari a quella voluta Zi.

Se il valore di Zc è errato, bisogna modificare l'avvolgimento moltiplicando il numero di spire correnti per √(Zi/Zc).

Nucleo magnetico

Best toroids.png

Dato che una induttanza di 32μH avvolta in aria (che ha permeabilità 1µ) sarebbe molto ingombrante, la si avvolge attorno ad un nucleo di materiale ferromagnetico -detto ferrite- avente una permeabilità piu alta dell'aria. Questo permette di dover avvolgere meno spire, permettendoci di usare un filo piu grosso che possa sopportare meglio le correnti in gioco. Qui un approfondimento sui diversi materiali magnetici.

Il numero di spire da avvolgere per ottenere un'induttanza di 32μH sarà ad esempio:

  • T106-52 (AL=95) -> 1000⋅sqrt(32μH/(95⋅1000)) -> 18,3 -> 19 spire
  • 5943002701 a.k.a FT140-43 (AL=885) -> 6 spire
  • BN-43-202 binoculare (AL=2200) -> 4 spire
  • R16X9.6X6.3 N87 (cod. B64290L0045X087 ), AL=1420 -> 5 spire
  • R22.1×13.7×7.90 N49 (cod. B64290L0719X049), AL=1500 -> 5 spire
  • R22.1×13.7×12.5 N87 (cod. B64290L0651X087), AL=2630 -> 4 spire
  • R36X23X15 N87 (cod. B64290L0674X087), AL=2940 -> 4 spire
  • 2643540402, 2643665702, 2643626402, 2643626502 tubolari. Usando due nuclei affiancati creando un binoculare -> 3 spire
  • 4 x 2643540402 tubolari, due impilati x due affiancati = 40µH -> 2 spire

BOM PA

# Desc Note
R2,R20 10K 5% 1/4W
R5 6K8 5% 1/4W
R7 820 5% 1/4W
R13 560 5% 1/4W
R14 82 5% 1/4W
R15 390 5% 1/4W
R16,R21 180 5% 1/2W oppure una sola 100R da 1W o più
R2,R19 2K7 5% 1/4W
R3,R4 18R 1% 1/8W, vedi testo
RV1,RV2 5K trimmer lineari orizzontali
C4,C5,C6,C16 330nF ceramici
C1,C13,C15,C19,C20,C21 1uF ceramici a basso ESR/ESL, valore non critico >0,1uF
C2 1000uF elettrolitico 50V, valore non critico
C17 33nF opzionale, vedi testo
L1,L2 680uH assiali, valore non critico
Q6,Q7 2N4401 ok anche BC337, BC338, 2N2222
Q8 BD140 ok anche BD136. con dissipatore
Q2,Q3 IRF620 vedi MeoW#MOSFET
Q10 IRF620 qualsiasi N-Mosfet in TO-220. con dissipatore
Q11 2N7000
T2 2843000302 8:9+9 su 2843000302
T1 4 x 2643540402 1+1:4 (vedi tabella)
U3 78L05
U4 7818

Punti di test

# V Note
TP4
TP5
TP6
TP7

Filtro passa-basso

Il filtro di uscita (C1,L2,C3,L4,C5,L6,C7) si occupa di sopprimere i segnali a frequenze indesiderate presenti all'uscita dell'amplificatore. La frequenza di taglio del filtro deve essere di poco superiore alla frequenza della portante e sempre inferiore al doppio della frequenza della portante (seconda armonica).

Per un frequenza di taglio di 1500 KHz:

  • C1, C7: 1000pf
    • 3 x 330pf ≥500V in parallelo
  • C3, C5: 2700pf
    • 8 x 330pf ≥500V in parallelo
  • L2, L6: 5,33 μH
    • 20 spire di filo con diametro ≥ 1mm su nucleo T106-2
    • 8 spire in aria diametro 100mm lunghezza 90mm
  • L4: 6,73 μH
    • 22 spire di filo con diametro ≥ 1mm su nucleo T106-2
    • 9 spire in aria diametro 100mm lunghezza 86mm
    • 10 spire in aria diametro 100mm lunghezza 124mm

Usare condensatori a mica argentata, a film, ceramici a disco o altri tipi adatti per radiofrequenza.

Regolazione

Per ottenere la massima potenza di trasmissione senza distorsione seguire questa procedura:

  • Collegare sorgente audio, modulatore, amplificatore, antenna (o carico fittizio).
  • Collegare un amperometro in serie all'alimentazione del PA.
  • Collegare un oscilloscopio all'uscita dell'amplificatore, con la sonda impostata a 10:1, sensibilita adeguata e base dei tempi 0,5us/div. Per amplificatori di alta potenza controllare la tenuta in tensione della sonda.
  • Portare RV3 al minimo, volume audio a zero.
  • Portare RV1 e RV2 al minimo (con il cursore verso massa).
  • Alimentare il tutto.
  • Misurare la corrente assorbita dal PA.
  • Aumentare RV1 in modo che la corrente assorbita dal PA aumenti di 30ma per ogni MOSFET.
  • Aumentare RV2 in modo che la corrente assorbita dal PA aumenti di altri 30ma per ogni MOSFET.
  • Aumentare RV3 fino a raggiungere la massima potenza di uscita senza distorsione. Annotare la tensione di uscita. Dovrebbe essere pari alla potenza di progetto, determinata dalla tensione di alimentazione e al rapporto del trasformatore di uscita.
  • Abbassare RV3 fino ad ottenere in antenna la meta' della tensione precedente.
  • Impostare la base dei tempi dell'oscilloscopio a 0,5ms/div.
  • Riprodurre una sinusoide audio a circa 1khz.
  • Aumentare il volume audio fino a che:
    • Il picco negativo dell'inviluppo della portante modulata e' poco superiore a zero e privo di distorsione.
    • Il picco positivo dell'inviluppo della portante modulata e' pari alla tensione massima annotata.
  • Nel caso non si raggiunga una corretta modulazione al 100%, correggere la regolazione di RV3.

La forma d'onda nell'oscilloscopio deve assomigliare all'esempio con M=1

Am-modulation-index.gif

La potenza di uscita sara uguale a (V^2)/Zout

Riflettometro

Il riflettometro o rosmetro misura il rapporto tra l'energia inviata dal trasmettitore verso la linea di trasmissione e quindi l'antenna, e l'energia riflessa da queste verso il trasmettitore a causa di una differenza di impedenza. L'energia riflessa provoca un surriscaldamento dei transistor di potenza e in casi limite la loro rottura. Se si ha a disposizione un oscilloscopio a due canali, si possono misurare le caratteristiche dell'antenna usando un Ponti#Ponte di Weathstone

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