MeoW: Difference between revisions

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Per calcolare l'impedenza dell'antenna:
Per calcolare l'impedenza dell'antenna:


* Tdelay = Trif - Ttest
* T<sub>delay</sub> = T<sub>rif</sub> - T<sub>test</sub>
* angolo di fase Φ: Tdelay * f * 360
* angolo di fase Φ: T<sub>delay</sub> * f * 360
* impedenza in formato rettangolare: R + jX => R = Vtest * sin(Φ), jX = Vtest * cos(Φ)
* impedenza in formato rettangolare: R + jX => R = V<sub>test</sub> * sin(Φ), jX = V<sub>test</sub> * cos(Φ)
* Zant = (50 * Vtest ∠ Φ)/ (Vgen - (R + jX))
* Zant = (50 * V<sub>test</sub> ∠ Φ)/ (2 * V<sub>rif</sub> - (R + jX))


== Antenna ==
== Antenna ==

Revision as of 15:22, 12 September 2017


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Miagolazione d'ampiezza

MeoW e' un trasmettitore in modulazione di ampiezza per onde medie, autocostruibile e autofinanziabile.

Transmitter.png

Schema elettrico

Specifiche

  • prezzo: <= 50 euro
  • potenza: >= 50 W
  • alimentazione: 12 - 24 volt
  • senza assemblaggi SMD
  • livello seconda armonica: -40dB
  • stabilita' in frequenza: 50ppm

Modulatore

Circuito stampato

Il modulatore crea il segnale alla frequenza desiderata (portante) e lo combina con il segnale audio.

Am-radio-waves.jpg

Pretrattamento audio

Il segnale audio passa per un filtro passivo passa-banda di primo ordine 300-5000 Hz (R1,C8,C10). Il segnale va ulteriormente filtrato e compresso a monte.

uC controllo

Il DDS viene controllato da un microcontrollore con il firmware Ondeggiatore. Due tasti controllano la frequenza, con 121 canali spaziati 9khz da 531 a 1620khz.

DDS

Si possono usare i DDS AD9834, AD9850, AD9851 e tutti quelli che permettono di impostare il fondo scala del DAC.

Sul mercato si trovano moduli gia assemblati con il AD9850:

Nessuno dei due espone entrambe le uscite sinusoidali direttamente, rendendo impossibile sfruttare l'uscita complementare con un trasformatore; questo permette di generare solo una moulazione asimmetrica.

Il DDS viene controllato da un microcontrollore PIC24F16KM202 con firmware Ondeggiatore, attraverso 3 piedini.

Un MOSFET 2n7000 (Q1) modula l'uscita del DDS al posto di Rset. L'offset di modulazione viene regolato con il trimmer RV3, mentre la profondita' e' determinata dall'ampiezza del segnale di ingresso.

Per il DDS AD9850 la relazione e': Iout = 32(1.248 V/Rset)

Buffer RF

Q4, un transistor bipolare NPN 2N4401 in configurazione a emettitore comune amplifica il segnale, mentre Q5 (NPN) e Q9 (PNP 2N4403), in configurazione a coppia di Sziklai lo adattano ad una impedenza di uscita piu bassa.

BOM

# Desc Note
R1,R18 1K 5% 1/8W
R3,R10 1K5 5% 1/4W
R6,R8 47K 5% 1/8W, va bene qualsiasi valore dai 5 ai 100K
R9 470 5% 1/4W
R11,R12 100 5% 1/4W
R17 22 5% 1/4W
RV3 20K trimmer lineare
C8,C18 33nF Condensatore a film o ceramico C0G
C10,C12 220nF Condensatore a film o ceramico C0G
C11 100nF
Q1 2N7000 ok anche BS170, ma con piedinatura diversa
Q4,Q5 2N4401 ok anche BC337, BC338, 2N2222
Q9 2N4403 ok anche BC327, BC328, PN2907
U2 L7805CV Regolatore di tensione in contenitore TO220

NB: La precisione dei componenti, la potenza delle resistenze e la tensione dei condensatori sono indicati come valore minimo. Componenti con caratteristiche migliori vanno ugualmente bene.

Amplificatore lineare

Circuito stampato

E' uno stadio push-pull a transistor MOSFET che lavora in classe AB, con una tensione di alimentazione dai 12 ai 36 volt.

I MOSFET per uso RF sono molto costosi. Per la banda delle onde medie possiamo usare dei MOSFET di tipo HexFET,StripFET o TrenchFET in contenitore TO-220 o TO-247 concepiti per uso commutativo di potenza, molto piu economici (quasi sempre < 1 euro) e robusti.

Alcuni tipi adatti allo scopo sono:

FET Id A Vds V Rds Ω Cin pF Note
IRF510 5,6 100 0,54 180
IRF520 9,7 100 0,2 360 Bene a 24v
IRF530 14 100 0,14 670
IRF540 33 100 0,04 890 Cin eccessiva > 1MHz
IRF610 3,3 200 1,5 140
IRF620 7 200 1,2 460
IRF630 9 200 0,3 960 Cin eccessiva > 1MHz
IRF640 18 200 0,15 1850
IRF710 2 400 3,6 200
IRF730 7 400 1 620
IRF740 10 400 0,55 1400
STP16NF06 16 60 0,08 315 Vds insufficiente @24v
STP5N60M2 3,5 600 1,3 211
STP9N60M2 5,5 600 0,72 320
STP7N60M2 5 600 0,86 271
STP7N65M2 5 650 0,98 270
STP3NK50Z 2,3 500 2,8 280
IRFZ24 12 60 0,1 640
FQP3N30 3,2 300 2,2 175
  • Id e' la corrente massima tra source e drain mentre il transistor e' in massima conduzione.
  • Vds e' la massima tensione sopportabile tra drain e source. Valori di Vds troppo bassi possono comportare la rottura del transistor ad alte tensioni di alimentazione, ad alte potenze o a cattivi accordamenti di antenna.
  • Rds e' la resistenza tra drain e source mentre il transistor e' in massima conduzione. Valori di Rds troppo alti impediscono di raggiungere potenze alte.
  • Cin e' la capacita totale presentata dal gate. Valori di Cin troppo grandi determinano una eccessiva impedenza di ingresso dello stadio al salire della frequenza, comportando un abbassamento del guadagno. E' la limitazione principale dei MOSFET non RF.


I MOSFET vanno fissati ad un dissipatore di calore. Un comune dissipatore con ventola per CPU da PC e' sufficiente fino a 80-100W. Tutti i MOSFET elencati hanno il tab (l'orecchia metallica con il buco per la vite) collegata al terminale di drain, quindi il componente va elettricamente isolato dal dissipatore con gli appositi pad in silicone (oppure mica e pasta termica) e rondella in nylon.

Dato che la causa piu comune di oscillazione dei MOSFET in contenitore TO-220 e' data dall'accoppiamento capacitivo tra drain e gate, puo' essere una buona idea rimuovere il piedino di drain e usare il tab metallico come collegamento al trasformatore di uscita.

ref.

Trasformatore di ingresso

Il trasformatore di ingresso T2 si occupa di trasformare il segnale sbilanciato in ingresso in un segnale bilanciato per pilotare in antifase i due transistor. E' composto da 4/6 spire su nucleo BN-43-2402 (AL=1440).

L'impedenza di ingresso di un amplificatore push-pull a MOSFET e' data dal circuito di bias e dalla capacità di gate. La resistenza di un condensatore di capacità c a un segnale di frequenza f e' R=1/(2*pi*f*c)

Alla frequenza di 1MHz:

  • STP16NF06 -> 1/(2⋅pi⋅1000000⋅0,000000000315) = 505Ω
  • IRF630 -> 1/(2⋅pi⋅1000000⋅0,000000000960) = 165Ω

Circuito di bias

Il circuito di polarizzazione (R2,C13,U3,L1,L2,RV1,RV2) si occupa di generare una tensione che, applicata ai gate dei transistor, determina il punto di lavoro e quindi la classe di amplificazione. La tensione va regolata con i trimmer RV1 e RV2 in modo che attraverso ogni transistor scorra una corrente di 50ma.

Le induttanze L1 ed L2 impediscono al segnale di risalire nel circuito di polarizzazione. La loro resistenza e' trascurabile per la corrente continua, mentre e' di circa 2⋅π⋅1000000⋅0,000470 = 3000Ω alla frequenza di 1MHz.

Le resistenze R3 e R4 creano un filtro passa basso che smorza le oscillazioni sui gate.

Trasformatore di uscita

Il trasformatore di uscita trasferisce i due segnali in controfase prodotti da Q2 e Q3 all'uscita dell'amplificatore, adattandone l'impedenza. Va avvolto con filo di rame con diametro almeno 1mm su nucleo toroidale o binoculare, alternando le spire degli avvolgimenti.

Best toroids.png

L'impedenza di uscita di un amplificatore push pull e' Zout = (Vcc^2)/(2*Pout).

Ad esempio:

  • alimentazione 24 volt, potenza di 24 watt: (24V^2)/(2*24W) = 12Ω
  • alimentazione 36 volt, potenza di 54 watt: (36V^2)/(2*54W) = 12Ω

In entrambi i casi, circa un quarto dell'impedenza di uscita desiderata (50Ω).

Il rapporto di impedenza tra gli avvolgimenti di un trasformatore e' pari al quadrato del rapporto delle spire Z1/Z2 = (N1/N2)^2. Quindi, il rapporto tra il numero di spire dei due avvolgimenti sarà 1:2.

Empiricamente, l'impedenza di uscita di un circuito puo essere misurata osservando la variazione della tensione prodotta al variare del carico

  • tra un circuito aperto e un carico conosciuto Rl: Ro = Rl((Vo/Vl) - 1)
  • tra due carichi conosciuti R1 e R2: Ro = (R1-(R1*(V1/V2)))/((V1/V2)-(R1/R2))
  • in particolare, quando viene applicato un carico di impedenza pari a quella di uscita, la tensione prodotta si dimezza

La reattanza induttiva dell'avvolgimento piu piccolo deve essere almeno 4 volte piu grande dell'impedenza di uscita alla frequenza piu bassa.

Ad esempio alla frequenza di 1 MHz deve essere almeno (50Ω*4)/(2⋅π⋅1000000Hz)= 0,0000318H ossia 32μH.

Dato che una induttanza di 32μH avvolta in aria (che ha permeabilità 1µ) sarebbe molto ingombrante, la si avvolge attorno ad un nucleo di materiale ferromagnetico, detto ferrite, avente una permeabilità piu alta. Questo permette di dover avvolgere meno spire, permettendoci di usare un filo piu grosso che possa sopportare le correnti in gioco.

Altri parametri importanti del materiale sono il flusso di saturazione e la temperatura di Curie che determinano la massima potenza applicabile e la resistivita e l'isteresi che determinano la frequenza di utilizzo.

Purtroppo la denominazione dei materiali ferromagnetici non e' standardizzata. Spesso viene usato come riferimento il numero usato dal produttore Fair-Rite, qui di seguito indicato da #. Per districarsi si possono usare tabelle di equivalenza come questa.

Alcuni materiali a base di ferrite adatti per il nostro scopo sono:

  • #31 - µ 1500 adatto a partire da 0,5MHz, permeabilità alta e scarsa tenuta in potenza
  • #43 - µ 800 ok tra 3 e 50 MHz, facilmente reperibile come materiale radiantistico
  • #52 - µ 250 facilmente reperibile all'interno degli alimentatori switching, ha permeabilità bassa. Il piu comune, blu e verde, e' il T106-52 (Al=95)
  • #77 - µ 2000 poco diffuso, e' ok tra 0,5 e 15 MHz
  • #78 - µ 2300 idem con patate
  • N67, N87 - µ 2100 prodotti da EPCOS, piu' o meno equivalenti al #77

Combinando la permeabilità del materiale e le dimensioni fisiche del nucleo si ottiene il fattore di induttanza, indicato con AL, spesso direttamente indicato dai produttori. Conoscendo AL e il valore di induttanza richiesto, si puo ottenere il numero di spire necessarie tramite la formula 1000⋅sqrt(μH/(AL⋅1000)).

Il numero di spire da avvolgere per ottenere un'induttanza di 32μH sarà ad esempio:

  • T106-52 (AL=95) -> 1000⋅sqrt(32μH/(95⋅1000)) -> 18,3 spire
  • FT50-43 (AL=440) -> 8.5 spire
  • BN-43-202 (AL=2200) -> 3,8 spire
  • BN-43-302 (AL=1280) -> 5 spire
  • R22.1×13.7×12.5 N87 (AL=2630) -> 3,5 spire

ref:

BOM

# Desc Note
Q6,Q7 2N4401 ok anche BC337, BC338, 2N2222
Q8 2N4403 ok anche BC327, BC328, PN2907
R5 3K9 5% 1/4W
R7 750 5% 1/4W
R13 220 5% 1/4W
R14 47 5% 1/4W
R15 1K 5% 1/4W
R16 100 5% 1/4W
R2 2K2 5% 1/4W
R3,R4 3R9 5% 1/4W
C16 220nF
C4,C5,C6 330nF Condensatore a film o ceramico C0G
1uF

Filtro passa-basso

Il filtro di uscita (C1,L2,C3,L4,C5,L6,C7) si occupa di sopprimere i segnali a frequenze indesiderate presenti all'uscita dell'amplificatore. La frequenza di taglio del filtro deve essere di poco superiore alla frequenza della portante e sempre inferiore al doppio della frequenza della portante (seconda armonica).

  • C1, C7: 1000pf, ≥1KV
  • C3, C5: 2700pf, ≥1KV
  • L2, L6: 19 spire su nucleo T106-2
  • L4: 21 spire su nucleo T106-2

Riflettometro

Il riflettometro o rosmetro misura il rapporto tra l'energia inviata dal trasmettitore verso la linea di trasmissione e quindi l'antenna, e l'energia riflessa da queste verso il trasmettitore a causa di una differenza di impedenza. L'energia riflessa provoca un surriscaldamento dei transistor di potenza e in casi limite la loro rottura.

Se si ha a disposizione un oscilloscopio a due canali, si possono misurare le caratteristiche dell'antenna usando un ponte di Wheatstone come questo:

Antenna-bridge.png

Le resistenze devono essere non induttive, di precisione almeno 1% e di potenza pari almeno a 1/4 del segnale iniettato.

Come generatore di segnale gen si puo usare il modulatore.

Le due porte rif e test vanno collegate con due cavetti di lunghezza e tipo identici ai due canali dell'oscilloscopio. Le entrate dell'oscilloscopio devono essere terminate con un impedenza pari a quella dei cavetti (ad esempio 50 ohm se si usa rg58).

Il segnale che esce dalla porta rif e' la forma d'onda prodotta dal generatore, mentre test e' lo stesso segnale applicato all'antenna da misurare.

  • In condizioni ideali (antenna resistiva a 50ohm) i due segnali dovrebbero essere indentici (stessa fase e ampiezza).
  • Se sono di ampiezza diversa, l'antenna ha una resistenza maggiore (test maggiore di rif) o minore (test minore di rif) di 50ohm.
  • Se i segnali sono di fase diversa, l'antenna ha una reattanza capacitiva (test in anticipo rispetto a rif) o induttiva (rif in anticipo rispetto a test).

Per calcolare l'impedenza dell'antenna:

  • Tdelay = Trif - Ttest
  • angolo di fase Φ: Tdelay * f * 360
  • impedenza in formato rettangolare: R + jX => R = Vtest * sin(Φ), jX = Vtest * cos(Φ)
  • Zant = (50 * Vtest ∠ Φ)/ (2 * Vrif - (R + jX))

Antenna

Per onde lunghe e medie la scarsa altezza dal suolo rispetto a λ rende inefficiente l'uso di antenne a polarizzazione orizzontale. Vista l'impossibilita' di installare antenne verticali risonanti cosi alte, si corregge l'impedenza con l'uso contemporaneo di caricamento induttivo alla base e caricamento capacitivo all'estremita'.

T antenna.svg.png

I parametri di una T-antenna sono:

  • Lunghezza della verticale
  • Lunghezza del cappello orizzontale
  • numero di conduttori del cappello

Variometro

Il variometro e' una induttanza variabile, composta da due induttanze che si possono muovere una rispetto all'altra. Variometer-cross-section.gif Deve avere un range di 50 - 100 uH

riferimenti:

Materiali

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